亞毫米波二倍頻器的設計

2010-06-28 03:04:36林元根

艦船電子對抗 2010年4期

林元根,張勇

(1.船舶重工集團公司723所,揚州 225001;2.電子科技大學,成都 610054)

0 引言

亞毫米波在長波段與毫米波相重合,而在短波段,其頻率與THz相重合,可見它在電磁波頻譜中占有很特殊的位置。由于所處的特殊位置,亞毫米波具有一系列特殊的性質,它的量子能量很低,信噪比很高,頻率極寬,能覆蓋各種蛋白質在內的大分子的轉動和振蕩頻率。因此,亞毫米波在學術上有很重要的學術價值,在科學技術上及工業上有很多實際的應用:如信息科學方面的超高速成像信號處理,大容量數據傳輸;材料處理,分層成像技術,生物成像;等離子體聚變的診斷;天文學及環境科學等。而且在國防上也有著極其重要的應用前景。

1 偶次倍頻原理

倍頻器可采用單個或多個非線性器件。單器件由于承受功率限制,電路不能有效地提供足夠的輸出功率和較大的動態范圍,另一方面單器件電路不能抑制不需要的諧波,而多器件采用平衡式結構可以提高電路功率容量,獲得較大的輸出功率,并抑制不需要的諧波分量。對于偶次倍頻器,其工作原理如圖1所示。

圖1 偶次倍頻原理圖

在圖1中,2個二極管相對于輸入回路反向并聯,相對于輸出回路同向串聯,設輸入信號電壓為V,肖特基勢壘二極管的I/V特性為:

式中:is為反向飽和電流,α只與二極管本身和絕對溫度有關。

在圖1中:

則反向并聯二極管輸入端電流為:

當在二極管對上加入輸入信號:V=Vscos(ωst)代入式(3)得:

將其作傅氏級數展開,得到:

式中:In為n階第一類變態貝塞爾函數。

式(5)表明輸入回路只有輸入信號的基波和奇次諧波,不包含直流分量和偶次諧波分量。

流過負載上的電流:

式(7)表明流過負載上的電流僅含激勵頻率的偶次諧波,說明該電路適合于偶次倍頻,且該電路的輸入基波和輸出諧波相互隔離,輸入、輸出回路可以分別進行匹配,容易實現寬帶性能。

2 180 GHz二倍頻器的仿真

2.1 二極管對的非線性分析

本文選擇了UMS公司的DBES105a肖特基勢壘二極管,它是2個二極管串聯管對。如圖2,在輸入功率為16 dBm條件下,進行二次諧波輸出的負載牽引特性分析,得到負載的最佳值。

圖2 負載牽引特性分析

圖2中,P_1Tone為源,HYB1為180°相位轉換器,DC_Block1、DC_Block2為理想電容,DC_Feed1 、DC_Feed2 為理想電感 ,D1、D2、D3、D4 為二極管,C1、C2為電容,V1、V2為直流源,Term2為50 Ω負載,Z_load為負載阻值變量,HB1為仿真器)。

從圖3可以看出,負載阻抗越大越好,但有前面的輸入減高波導的限制,懸置微特性阻抗本文選擇Z0 ≈120 Ω。

圖3 負載牽引特性仿真結果

信號源功率太低時,不能驅動二極管工作,轉換效率會降低;信號源功率太高,二極管工作點迅速移動到截止電壓區,轉換效率仍會降低,而且由于通過二極管的電流增大,會導致電路可靠性降低,所以需要選擇好偏置來保證轉換效率,需要調節偏置電壓使輸出的功率最大化來得到二極管的最佳偏置,圖4和圖5分別為二極管的偏置仿真模型和仿真結果。

圖4 二極管的偏置仿真模型

圖5 二極管的偏置仿真結果

圖5中 b為偏置電壓變量,其余在上述已說明。

2.2 帶偏置的懸置微帶線到波導的過渡

在亞毫米波電子系統中,廣泛采用懸置微帶線作為傳輸線,因為懸置微帶線的電磁場大部分集中在空氣中,介質的損耗大大減小了。亞毫米波測試系統和其它亞毫米波系統卻大量使用標準矩形波導作為其輸入端的射頻接口,因此必然會遇到從懸置微帶到矩形波導的過渡問題,而且在設計倍頻器時需要考慮偏置問題。本文就此問題設計并仿真了一種亞毫米波帶偏置的懸置微帶到波導的過渡,而且這種結構很好地解決了在亞毫米波頻段的偏置問題,圖6、7為懸置微帶線到波導過渡仿真模型和仿真結果(影響主電路和損耗問題),其中S11為1端口的反射系數,S31為1端口到3端口傳輸系數。

在頻帶170～200 GHz,回波損耗大于15 dB,在172～190 GHz,S31大于40 dB,1端口的反射系數S11大于20 dB,帶內插損小于 0.1 dB,二次諧波基本上沒有泄露到偏置電路中。

圖6 懸置微帶線到波導過渡仿真模型圖

圖7 懸置微帶線到波導過渡仿真結果S11和S13

2.3 輸入匹配

加上偏置后,再計算輸入大信號S11參數,并進行輸入回路設計。選用εr=3.78,h=0.1 mm的石英基片進行輸入匹配電路設計。運用ADS的大信號S參數仿真,可得到二極管對的輸入大信號S參數和輸入阻抗。圖8和表1為ADS的大信號S參數仿真電路圖和仿真結果。

圖8 輸入大信號S參數仿真圖

圖8中,HB1為大信號仿真器,Zin為輸入阻抗模型,S2P為兩端口S參數文件。

表1 輸入阻抗仿真結果

由于二極管對安裝于輸入波導與懸置線連接處的混合結上,在ADS中很難建模,故需要在HFSS中進行仿真,利用lumpPort來代替二極管,其嵌入阻抗設為二極管的輸入阻抗Zin=50-j57,調節和優化各變量結果,圖10和圖11是其仿真模型與仿真結果。

圖9 輸入匹配仿真模型

圖10 輸入匹配 S11仿真結果

在頻帶89～95 GHz,1端口的反射系數S11大于14.5 dB,基本滿足設計要求。

2.4 整體仿真

把HFSS中仿真的輸入匹配S3P和輸出匹配以S2P文件的形式代入到ADS中進行整體仿真,其輸入功率為16 dBm,在頻帶178～190 GHz,倍頻損耗小于9 dB。圖11、12是其仿真模型與結果。

圖11 二倍頻器總體結構仿真圖

圖11中,S3P為端口S參數文件,其余上述已說明。

圖12 二倍頻器輸出功率的仿真結果

3 180 GHz二倍頻器性能測試

圖14、15分別為180 GHz二倍頻器實物圖和倍頻損耗測試結果,從圖15的曲線可以看出,在輸入功率為10 dBm時,倍頻損耗平均在21.8 dB左右,最小為16.8 dB。由于沒有亞毫米波諧波混頻器,本文只對基波抑制進行了測試,經過測試發現基波抑制非常好,主要是由二極管后的腔體短路面和輸出波導所抑制。