基于DSP的交流電機伺服控制器設計*

李 偉，林旭梅

(青島理工大學，山東 青島266520)

交流感應電機因其結構牢固、運行穩健可靠、成本低廉和高效率等而被廣泛使用。但是交流電機的可控制性不如直流電機，而在很多應用中有精確定位、轉距控制、速度控制等要求。為了實現此功能并提高控制精度，需要采用閉環控制系統和較為復雜、有效的控制算法，這些復雜的控制算法中包含了大量的數據運算及系統的實時性要求，對微處理器運算能力和速度要求更高[1]。交流電機的控制以前大多采用單片機8031、8051等，其電路采用的元器件多、硬件結構復雜、系統運行可靠性差、靈活性小。數字信號處理器(DSP)的出現使得實現電機控制系統的模塊化和全數字化成為可能。本文以TMS320F812為核心控制器，設計了一種性能優良的交流電機控制系統。

1系統硬件總體設計

交流電機調速系統主要由功率變換器、控制器、電流和位置檢測單元以及交流電機組成。功率變換器由交流電整流后的直流電供電，向交流電機提供旋轉所需的能量。控制電路是系統中樞，綜合處理速度信號、速度反饋信號及電流傳感器、位置傳感器的反饋信息，控制功率變換器主開關的工作狀態，實現對交流電機運行狀態的控制。

2交-直-交電壓型變頻器的主電路

交-直-交電壓型變頻器是中小容量、通用性變頻器的主要形式，其主電路如圖1所示，由交-直變換電路，直-交變換電路和能耗制動電路組成。

2.1整流電路

在SPWM變頻器中，大多采用橋式全波整流電路。在中小容量變頻器中，整流器件采用不可控的整流二極管或二極管模塊，如圖1中的D1～D6是整流器件的一般選擇[4]。

(1)最大反向電壓式中,Um是電源線電壓的振幅值。當電源線電壓UIN=220 V時，

選URM=650 V

(2)最大整流電流IVDM

式中，IN為變頻器的額定電流，在本控制系統中，電機型號是300 W/0.67 A,考慮到裕量，IVDM取2 A即可。

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2.2 濾波及限流電路

(1)濾波電路 由于受到電解電容的電容量和耐壓能力的限制，濾波電容通常由若干個電容器并聯成一組，又由2個電容器組串聯而成，如圖1所示。又因為電解電容的電容量有比較大的離散性，故電容器組的電容量不能完全相等，這將使它們所承受的電壓不相等。為了使其承受的電壓相等，在電容器組旁各并聯一個阻值相等的均壓電阻，如圖 1中R1、R2。

(2)限流電路 串聯在整流橋和濾波電容器之間，由限流電阻和斷路開關組成。變頻器在接入總電源之前，濾波電容上的直流電壓為0 V。因此當變頻器剛接入電源的瞬間，會有一個很大的沖擊電流經過整流橋流向濾波電容，使整流橋可能因此而受到損壞；同時，也可能使電源的瞬間電壓明顯下降，形成干擾。限流電阻就是為了削弱該沖擊電流而串接在整流橋和濾波電容之間的。但是，限流電阻如果長期接在電路內，會影響到直流電壓和變頻器輸出電壓的大小。所以，當直流電壓增大到一定程度時，令斷路開關SS接通，把RS切出電路，SS大多由晶閘管構成，在這個容量較小的變頻器中，選擇繼電器即可。

2.3三相逆變橋電路

三相逆變橋的功能是把直流電轉換成頻率可調的的三相交流電,由逆變電路和續流電路組成的[5]。

(1)逆變電路 在圖 1中，由開關器件 V1～V6構成的電路，常稱之為逆變橋。V1～V6接受控制電路SPWM調制信號的控制，將直流電逆變成三相交流電。當電源電壓為220 V時，整流后直流電壓：

晶閘管(或三極管)截止狀態下的擊穿電壓：

取500 V即可。

集電極最大電流：

(2)續流電路 圖1中并聯在開關管的6個二極管構成續流電路，其功能是為電動機繞組的無功電流返回直流電路時提供通路；當頻率下降、同步轉速下降時，為電動機的再生電能反饋至直流電路提供通路；為電路的寄生電感在逆變過程中釋放能量提供通路。

2.4能耗制動電路

在變頻調速系統中，電動機的降速和停機通過逐漸減小頻率實現。在頻率剛減小的瞬間，電動機的同步轉速隨之下降，由于機械慣性的原因，電動機的轉子轉速未變。當同步轉速低于轉子轉速時，轉子電流的相位幾乎改變了180°，電動機處于發電機狀態。與此同時，電動機軸上的轉矩變成了制動轉矩，使發電機的轉速迅速下降。電動機處于再生制動狀態。電動機再生的電能經過續流二極管全波整流后反饋到直流電路，由于直流電路的電能無法輸回給電網，僅靠濾波電容吸收，盡管部分電能還被繼續消耗，但濾波電容上仍有短時間的電荷堆積，形成泵生電壓使直流電壓升高。過高的直流電壓將使各部分器件受到損害。因此當直流電壓超過一定值時，就要提供一條放生回路，將再生的電能消耗掉。能耗制動電路便是專門用來消耗電動機再生電能的電路。能耗制動電路由制動電阻和制動單元開關管組成，在圖1中，介于濾波電路和逆變電路之間的電路是能耗制動電路。制動電阻R是專門用于將電動機的再生電能轉換成熱能而消耗掉，選擇器件時主要考慮電阻阻值以及功率，一般情況下，阻值的大小以使制動電流不超過變頻器額定電流的一半為宜。

從而 R≥2U/IN=2×300/3=200 Ω

取 R=510 Ω

制動電阻屬于短時工作，一般取

取100 W即可，可選擇琺瑯大功率電阻510 Ω/200 W。

制動單元一般由功率管、電壓取樣與比較電路以及驅動電路組成。由于電壓較大，應選用電流互感器將電流采樣后轉換為0～3 V的電壓，經過2812的AD單元后與設定值進行比較，如果達到要求，則2812輸出一路信號通過光電耦合器后驅動功率管打開，進行能耗制動。功率管經常選用GTR或 IGBT，但本系統功率較小，選用功率較大的三極管即可。要求如下：

擊穿電壓：

集電極最大電流：

取2 A即可。

2.5電流采樣電路

系統中的電流檢測環節是電流傳感器，該電流傳感器是利用霍爾效應和磁平衡原理制成的一種電流傳感器，能夠測量直流、交流及各種脈沖電流，同時在電氣上高度絕緣。經過霍爾電流傳感器，需要檢測的電流信號按比例縮小為電壓信號，為了防止后續電路對這個電壓檢測信號的干擾，系統利用運算放大器“虛短”和“虛斷”的原理設計了電壓跟隨器，霍爾元件檢測到電流信號后，由于電壓PWM調制的影響，波形不可避免地會有一些毛刺，所以需要加一個低通濾波器，采用二階壓控型低通濾波器。濾波電路的輸出在進入DSP和AD環節之前，為了防止電壓太大損壞DSP，還需經過一個鉗位電路,DSP芯片使用 3．3 V 供電，因此系統設計了 3．3 V鉗位電路，使得輸入AD轉換模塊引腳的模擬信號不超過 3．3 V，如圖 2所示。

2.6光電編碼電路

測速是速度閉環控制系統的關鍵。本系統采用光電編碼器，有A相、B相、Z相三路輸出。其中A相與B相用于測速，它們的相位差為 90°，每轉一圈輸出 2 048個脈沖；而z相脈沖為每轉一圈輸出一個脈沖；脈沖的幅值為15 V。光電編碼器的A相和B相經光電隔離后進入74LS14轉換成幅值較低的脈沖信號，輸入到DSP的編碼器接QEP1和QEP2引腳。其電路圖如圖3所示。

2.7溫度檢測電路

電路中 R1、R2、R3采用精密電阻，用來減小溫漂影響。為了消除由于鉑熱電阻阻值較小、受連接導線的電阻及接觸電阻對測量精度產生的影響，采用三線制接法，調整R1可以使電橋平衡。將電橋輸出接入OP07，反相放大40倍后接入DSP的AD單元。通過計算出鉑電阻阻值，在系統運行時，先查表得出特定溫度鉑電阻的阻值 （如100℃），當計算的鉑電阻阻值大于這一阻值時，停止DSP工作并報警，保護相關的元器件。如圖4所示。

3DSP與硬件部分的連接

在本系統中，DSP的主要功能是根據需要驅動逆變橋的6個開關管的通斷并且根據采樣信號來打開或關斷能耗制動電路的功率管[5]。由于DSP輸出的PWM信號驅動能力較弱，且為了實現低壓數字電路和高壓模擬電路之間的電氣隔離，需要采用光耦隔離，另外，DSP芯片輸出信號頻率較高，需要反應速度較快的光耦。通常按低電平開通高電平截至的原則設計接口電路。實際應用中，某些開關可能不用，但輸入信號加上拉電阻可以保證其關斷。

實驗結果表明，系統達到了預期的設計目標，得到的實驗數據體現了硬件實現的可行性，為下一步的實際運用打下了良好的基礎。

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