串聯型逆變器鎖相控制技術研究

齊海潤,彭詠龍,李亞斌

(華北電力大學,河北 保定 071003)

0 引 言

在現代工業中,隨著各種電子開關器件的不斷發展,感應加熱電源得到了更廣泛的應用。在工程實際應用中,逆變側負載是由感應器和被加熱金屬組成,可等效為電阻與電感相串聯[1],逆變器無論應用于哪方面,加熱時被加熱金屬的內部特性都會隨溫度不斷變化,等效負載也會隨之改變。為保證逆變器工作的高效可靠性,不管采用哪種類型的逆變電路,都要求逆變器槽路工作于諧振狀態,即要求逆變器的輸出電流或電壓的頻率與負載的固有諧振頻率相同[2]。然而,負載的固有諧振頻率是伴隨著其在加熱過程中工作狀態的變化而改變的。為保證逆變器能工作在功率因數接近或等于l的準諧振或諧振狀態,使電子開關器件實現ZCS或ZVS,提高逆變器工作效率,控制電路必須具有頻率跟蹤的功能。本文以串聯型逆變器為研究對象,對采用定角控制實現頻率跟蹤進行了建模仿真。

1 串聯型逆變器工作狀態分析

串聯型逆變器也稱電壓型逆變器,其結構如圖1所示,經過整流電路后,得到的直流電壓是脈動的,再由電容低通濾波使其變得平滑后送入逆變器,通過控制開關器件的導通與關斷,得到槽路電壓為近似方波。因為逆變電路的工作頻率接近負載諧振頻率,此時基波在電路中阻抗最小,所以槽路電流接近正弦波。為避免逆變器上、下橋臂的直通,必須遵循先關斷后開通的原則,導通脈沖要窄于關斷脈沖,即在上、下橋臂開關器件的導通脈沖之間,必須有一死區時間[3]。

圖1 串聯型逆變器主電路結構

2 定角控制的實現

2.1 鎖相環原理

鎖相環(PLL)模塊是感應加熱電源控制系統的核心,鎖相環(PLL)一般由鑒相器PD(又稱相位比較器PC)、低通濾波器LPF和壓控振蕩器VCO三部分組成。鎖相環的結構框圖如圖2所示。

圖2 鎖相環結構框圖

相位比較器的兩個輸入端中一端接外部輸入信號Ui,另一端接來自壓控振蕩器VCO的輸出信號U o,兩信號相比較產生一個誤差電壓U c,U c大小與U i和Uo兩個信號的相位差成正比,該誤差電壓通過低通濾波器得到平均電壓U d,VCO輸出頻率的高低就由Ud決定。Ud不斷變化,使VCO輸出頻率和輸入頻率之差越來越小,直到兩頻率達到一致,這時兩信號的相位保持同步,從而達到鎖相目的。

2.2 定角控制的逆變器實現頻率跟蹤方法

正常工作狀態下,逆變器的工作頻率總是接近于負載諧振頻率。但由于負載的等效參數受其工作狀態的影響不斷變化,使逆變器工作時會偏離最佳工作點,這樣不僅會增加功率開關器件的關斷損耗,而且在一定的品質因數下,偏離諧振點越遠時,負載等效阻抗也會越大,從而降低逆變器的工作效率,因此逆變器必須具有良好的頻率跟蹤能力[5]。

圖3是采用鎖相環電路實現頻率自動跟蹤和相角鎖定的逆變控制原理框圖。圖4為鎖相控制電路的仿真模型。在本例中的鑒相器是由CD4046中的PDI異或門實現。采集負載諧振電流i H作為鑒相器被鎖定的輸入信號,壓控振蕩器VCO的輸出經分頻后反饋到鑒相器,輸入鑒相器的兩信號通過相位比較后輸出對應相位差的脈沖信號,經低通濾波器濾波,得到一個反映負載側電壓電流基波相移的直流電壓。該電壓與所設定的代表一定相角值的數值比較后,經過PI環節輸出控制電壓,調節壓控振蕩器的輸出頻率,從而達到頻率自動跟蹤的目的。

常用的CD4046鎖相環的典型應用是二倍頻[6],即VCO輸出脈沖信號頻率為鑒相器PDI輸入信號頻率的二倍,因此VCO輸出信號需要加一個二分頻環節。由于異或門鑒相器要求在相位差為0時,異或門的兩個輸入信號相位差90°,為保證異或門的輸入條件,在VCO輸出側經過過零比較環節后轉換成同頻率、同相位的方波信號。該方波信號一路經反相后接入上升沿觸發模塊,作為觸發脈沖信號,另一路則直接接入另一上升沿觸發模塊,作為觸發脈沖信號,并將其反相輸出反饋回兩個觸發模塊的輸入端,實現了D觸發器的二分頻功能,從而對VCO輸出信號進行了二分頻。兩路分頻環節相當于是對VCO過零比較后的方波信號一路是在上升沿到來時進行二分頻,一路是下降沿到來時進行二分頻,分頻后的兩路信號相位相差90°。逆變器實際工作時,信號采集、驅動電路以及功率開關器件的開通與關斷都是有延時的,因此在反饋回路中需進行相位補償,將分頻后的其中一路經延時補償環節返回鑒相器PDI的反饋端,另一路則經過脈沖分配、死區形成等環節后作為功率器件的驅動信號。通過控制功率開關器件通斷來控制負載電壓的頻率和相位,使其隨負載電流的頻率和相位變化。利用此分頻功能即可保證在負載電壓電流零相位誤差時,PDI異或門鑒相器輸入相位差90°。

圖3 逆變控制原理框圖

圖4 鎖相電路仿真模型

3 試驗結果

本論文以IGBT作為開關器件,以Matlab/Simulink為仿真工具,搭建了主電路和鎖相電路的仿真模型。因為電壓型逆變電路整流輸出為一大容量的濾波電容,可以認為逆變器輸入側為一恒壓源,所以在模型中采用直流電壓進行仿真,設定值為400 V。由于逆變器剛開始工作時自激信號還很弱,還不能得到負載電流的準確相位,所以在鎖相電路模型中加入了它自激轉換電路,逆變器先工作于它激狀態,當電流值達到設定值時電路轉為自激。仿真結果如下：圖5和圖6分別為工作頻率222.8 kHz和234.7 kHz時,穩定狀態下負載電壓和電流的仿真波形,前者的負載功率因數角為9.5°,后者的功率因數角為10.1°。圖7為在2 ms時負載發生突變,負載固有諧振頻率由234.7 k Hz跳變為222.8 k Hz。圖8為作為壓控振蕩器輸入的控制電壓,由波形圖看出,在鎖相電路的調節下,負載電壓和電流在2.7 ms達到鎖定的定角狀態。

圖5 f=222.8 k Hz時,逆變器輸出電壓電流波形

圖6 f=234.7 k Hz時,逆變器輸出電壓電流波形

圖7 在2 ms負載突變時,逆變器輸出電壓電流波形

圖8 VCO輸入波形

4 結 論

通過對搭建的模型進行仿真,結果證明該定角控制的頻率跟蹤方法是可行的,能較好地實現負載工作狀態變化時的頻率跟蹤,且跟蹤快速準確,通過調整相角鎖定值,即可方便地改變輸出側電壓電流的相位關系。本論文中基于串聯型逆變器的仿真模型保證了要求的小感性工作條件,逆變側的功率器件也基本實現了軟開關。

[1] 饒益花,趙立宏.感應加熱電源逆變器鎖相環控制電路的研究[J].工業加熱,2004,33(6)：42-45.

[2] 李亞斌,彭詠龍,李和明.IGBT串聯型逆變器定角控制的建模與仿真[J].華北電力大學學報,2005,32(1)：9-13.

[3] 潘天明.現代感應加熱裝置[M].北京：冶金工業出版社,1996.

[4] 李 賀,彭詠龍,李亞斌.分時控制MOSFET高頻感應加熱電源[J].通信電源技術,2008,25(5)：7-9.

[5] 張智娟,彭詠龍.定角控制高頻MOSFET串聯逆變器頻率跟蹤[J].工業加熱,2004,33(4)：25-26.

[6] 時 矗.移相調功式IGBT超音頻感應加熱電源的研究[D].成都：西南交通大學,2004.