改進的基于每天線速率控制機制的多數據流多輸入多輸出系統收發機結構

周霽婷， 熊 勇， 周志剛

(1.中國科學院上海微系統與信息技術研究所，上海200050;

2.上海大學影視藝術技術學院，上海200072;3.上海無線通信研究中心，上海200335)

多輸入多輸出(MIMO)系統天線技術與單天線系統相比，在維持高頻譜效率的同時可顯著提高系統容量.在閉環(closed loop，CL)MIMO系統中，發射機利用從接收機反饋信道狀態信息或者其他形式的信息來調整發送的信號，例如，在每個天線上調整數據速率以及重新分配功率［1-3］，或者變換波束成型矩陣［4-5］以匹配信道狀況.顯然，與開環(open loop，OL)MIMO系統相比，CL-MIMO系統有更好的性能，然而，相應增加的組件和開銷提高了整個CL-MIMO系統的復雜度.此外，時間延遲對反饋的影響也是CL-MIMO系統需要考慮的一個重要因素.

本研究以PARC機制為研究對象，該機制是基于香農信息理論對容量限制的結論提出的.當獨立的編碼數據流以等功率且可能不同的速率從每個天線發射時，系統可以獲得OL-MIMO系統的容量限制［6］.在PARC機制中，移動接收機測量當前每個天線在其他天線影響下的信干噪比(signal to interference plus noise ratio，SINR)，并將其反饋至基站，然后，由基站決定每個天線上的數據速率.在本系統中，我們使用MMSE信道預測器與MCS選擇機制相結合的方案來減少傳輸延遲帶來的影響.仿真結果顯示，MMSE信道預測在MIMO PARC系統中具有較好的應用價值.

1 系統描述

圖1為結合信道預測的MIMO PARC收發機結構.由圖可見，發射端數據流被分成幾個子流分別進行turbo編碼，編碼器按照3GPP標準，采用1/3編碼速率，存儲器為3的卷積碼.之后，各數據流獨立打孔成不同速率，用偽隨機序列進行交織，并被映射到相應的星座符號上.在數據流從天線發射之前，每個天線插入獨立的導頻用于信道預測.對于每個子流，可根據反饋信息分別調整打孔率及映射方式.

對于接收端，使用MMSE檢測器［7］從接收向量中恢復發射符號，并利用基于導頻符號輔助調制的MMSE信道預測器實現信道預測.檢測之后，MMSE輸出信息比特再經過解映射、解交織、補滿數據比特、解碼以及最后合并到一起.同時，對預測信道計算獲得的SINR將代替對當前子信道計算獲得的SINR，并作為CQI反饋至發射端.

圖1 結合信道預測的MIMO PARC收發機結構Fig.1 Transceiver structure of MIMO PARC with channel prediction

考慮一個有N個發射天線、M個接收天線的多天線系統.從發射天線n到接收天線m的信道響應用hmn表示，sn(t)(n=1，2，…，N)表示在時刻t由發射天線n發射的信號.接收信號在接收端與權向量vm=［v1m，v2m，…，vNm］相乘，接收向量 x(t)=［x1(t)，x2(t)，…，xM(t)］T，其中xm(t)表示從接收天線m獲得的信號，則

式中，hn=［h1n，h2n，…，hMn］T表示從發射天線n到M個接收天線的信道向量，z(t)=［z1(t)，z2(t)，…，zM(t)］T表示噪聲向量，其中zm(t)表示在接收天線m上的噪聲.

接收端判決產生適合sk(t)的權向量vk=［vk1，vk2，…，vkM］T.接收信號yk(t)為

對接收權向量vk的判決機制有各種不同方法，都是為了使輸出yk(t)接近信號sk(t).在MMSE準則里，權向量由E{|yk(t)－x(t)|2}最小確定.基于MMSE準則的接收權向量表達式為

式中，Pz表示每個接收天線的噪聲功率，I為單位矩陣.多路信號按各自權向量vk從接收到的信號中分離獲取.

2 MMSE信道預測算法［8］

下面將數據流按每幀Lf的長度分割(見圖2).為了估計多天線信道，將第i幀內插入的已知符號sn(i)通過特定天線識別碼cn=［cn(0)，cn(1)，…，cn(N－1)］T擴展到N個符號周期上.在時間索引iLf+l(l=0，1，…，N－1)上發送已知符號cnsn(i).對于變化較慢的時變信道，可以認為 hmn(iLf)≈hmn(iLf+l)(l=0，1，…，N －1)，即一幀內信道不變.根據第i幀的擴展導頻，在第m根接收天線上收到N個接收樣本xm(i)=［xm(iLf)，xm(iLf+1)，…，xm(iLf+N－1)］T.根據式(1)，有

圖2 發射端幀結構Fig.2 Frame format at each transmitter

識別碼cn的正交性使得接收信號可以分開，從而獲得不同天線的信道信息如下：

獲得每一幀的信道hmn(iLf)以后，接收機利用時域相關性，使用最優維納濾波改善第Q幀的信道hmn((i+Q)Lf)估計.假設在第i幀時，接收機使用P階濾波器預測了Q幀之后的MIMO信道：

式中，

預測誤差為

根據MMSE找到信道預測器，

獲得最優解為

令Wmn=R－1r，其中

式中，f，g∈［0，P］.Ep/N0為導頻的信噪比，Ts為符號周期，fD為最大多普勒頻移，J0(·)是一類零階貝塞爾函數.

3 速率控制

在MMSE符號檢測及信道預測后，將每個未來子信道的SINR作為CQI反饋到發射端，這里使用預測信道而不是當前信道進行SINR的計算.收到反饋信息以后，發射機為緊接的子幀從MCS中選擇相應的模式.

切換門限是指在給定目標誤幀率下，切換到某種模式所需要的最小SINR，它在速率控制中起著重要的作用.自適應門限可以通過計算獲得［9-10］.首先，獲得單輸入單輸出(single-input single-output，SISO)系統下各模式的誤碼率(frame error rate，FER)-信噪比(signal to noise ratio，SNR)仿真曲線，可選的調制機制包括QPSK，16QAM以及64QAM，編碼速率從1/3到5/6(包括1/3，1/2，2/3，3/4和5/6).其次，將目標FER設為0.01，找到每個模式(Mi，Ri)相對應的SNR值，其中Mi是映射符號比特數，Ri是編碼速率(見表1).由表1可以發現，在一個子幀里有一些模式有著相同的信息比特，例如模式(2，2/3)與(4，1/3)，模式(4，1/2)與(6，1/ 3)，模式(4，3/4)與(6，1/2).對這些模式來說，只需要保留其中的一個用于PARC-MIMO系統，以避免實際應用中的“乒乓”效應.

輸出SINR表達式為

發射機收到接收端測得的SINR后，將其與表1中備選模式的門限SNR值比較，并調整每個發射天線上的傳輸模式.

表1 單天線系統所有模式的SNRTable 1 SNR for all modes of single antenna system

4 仿真結果

圖3及圖4比較了基于信道預測的PARC系統與一般PARC系統及其他固定模式系統的性能.仿真中，假設移動終端以10 km/h的速率移動，在2 GHz載頻下，由此引起的多普勒頻移為18.53 Hz.可選3種調制方式(QPSK，16QAM，64QAM)和5種能獲得不同編碼速率(1/3，1/2，2/3，3/4，5/6)的打孔模式.信道使用改進的Jake模型［11］生成供仿真使用的非相關多徑瑞利衰落信道矩陣.CQI的反饋延遲設為8幀.

圖3 PARC及固定模式4×4 MIMO系統吞吐量性能比較Fig.3 Throughput comparison between PARC and fixed modes for 4×4 MIMO system

圖4 PARC及固定模式4×4 MIMO系統BER性能比較Fig.4 BER comparison between PARC and fixed modes for 4×4 MIMO system

從圖3的比較結果可知，基于信道預測及自適應策略的PARC機制相比固定模式MIMO系統在相當大的SNR范圍內有較好的吞吐量性能，在多普勒頻移為較低的18.53 Hz時，也比非預測PARC機制有更好的性能增益.

從圖4中的BER性能比較中可以看到，基于信道預測的PARC系統比固定模式MIMO系統有明顯的BER性能提高.為達到BER為10－2，基于信道預測的PARC系統需要的接收信噪比可比傳統PARC系統低1 dB.

圖5比較了移動終端在3，60 km/h的移動速率下的吞吐量性能.當移動終端以60 km/h的高速率移動時，信道預測的優勢變得較為明顯.例如，在本研究的仿真條件下，當接收信噪比為20 dB時，基于信道預測的PARC系統的吞吐量比非預測PARC系統的當前最大吞吐量提高了6.4%.

圖5 不同移動速率下PARC系統吞吐量性能比較Fig.5 Throughput comparison between PARC with different mobility

5 結束語

本研究利用MMSE信道預測抵抗PARC系統中的傳輸延遲，以改善系統性能.仿真結果顯示，基于信道預測的收發機結構能提高一般PARC-MIMO系統的吞吐量及誤比特率性能，并在移動終端高速移動時能更顯著地提高系統的吞吐量性能.

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