采用并行DD-MZM實(shí)現(xiàn)光學(xué)倍頻毫米波40 GHz RoF系統(tǒng)的QPSK

陳 翔， 李迎春， 蔡尤美， 鄒是桓

(上海大學(xué)特種光纖與光接入網(wǎng)省部共建重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海200072)

RoF系統(tǒng)由于很好地融合了無線通信的靈活性以及光纖通信的大容量性，越來越受到人們的關(guān)注［1-2］.RoF系統(tǒng)由中心站、基站和無線終端組成，其中復(fù)雜的信號(hào)處理集中在中心站，基站只負(fù)責(zé)簡(jiǎn)單的光電與電光轉(zhuǎn)換.在RoF系統(tǒng)中如何產(chǎn)生毫米波是近年來RoF系統(tǒng)研究中的重要內(nèi)容之一.傳統(tǒng)毫米波產(chǎn)生方式主要有直接強(qiáng)度調(diào)制［3-4］、外部強(qiáng)度調(diào)制［5］和光波邊帶調(diào)制［6］，但是大部分現(xiàn)有系統(tǒng)都較復(fù)雜且成本高昂.而使用光學(xué)方法產(chǎn)生毫米波，可使系統(tǒng)相對(duì)簡(jiǎn)單.Koonen提出的光學(xué)倍頻法(optical frequency multiplication，OFM)［7-8］是光生毫米波的方法之一.傳統(tǒng)的RoF系統(tǒng)QPSK調(diào)制方法［9-10］需要使用2根光纖分別傳輸QPSK信號(hào)的I(in-phase，同相)路信號(hào)和 Q(quadrature phase，正交相位)路信號(hào)，由于2根光纖的時(shí)延無法保證完全相同，從而會(huì)大大影響系統(tǒng)的性能.本研究在光學(xué)倍頻法的基礎(chǔ)上，提出了一種巧妙地采用并行DD-MZM實(shí)現(xiàn)光學(xué)倍頻毫米波RoF系統(tǒng)的QPSK調(diào)制方法.該方法使用一根光纖同時(shí)傳送I路與Q路信號(hào)，并且該方法可以同時(shí)提供基站中上行鏈路的毫米波參考本振.

1 信號(hào)分析

圖1為40 GHz RoF下行鏈路系統(tǒng)結(jié)構(gòu).由圖可見，2個(gè)DD-MZM是封裝在一起的，我們稱其為并行DD-MZM.在中心站中，單模激光器發(fā)出的激光到并行DD-MZM后被分成4路光波.調(diào)制器可看成是4個(gè)并行的調(diào)相器，分別對(duì)4路光波進(jìn)行調(diào)制.調(diào)制器MZM-1的兩臂上各有一個(gè)射頻輸入端，其中上臂的輸入為Vscos(ωst)，下臂的輸入為Vscos(ωst+π);調(diào)制器MZM-2上臂的輸入為2.5 GHz的余弦射頻信號(hào)與QPSK信號(hào)中I路基帶信號(hào)的和信號(hào)，即V1+ Vicos(ωit)，而下臂的輸入為2.5 GHz的正弦射頻信號(hào)與QPSK信號(hào)中Q路基帶信號(hào)的和信號(hào)，即V2+ Visin(ωit).MZM-1與MZM-2都偏置在傳輸曲線的最高點(diǎn).

圖1 40 GHz RoF下行鏈路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1 System structure of 40 GHz RoF downlink

并行DD-MZM的輸入電場(chǎng)為

則調(diào)制器輸出光波信號(hào)電場(chǎng)表達(dá)式為

式中，R為探測(cè)器響應(yīng)度，由入射光束截面積和電磁波波阻抗決定.將cos(2βcos(ωst))，cos(αsin(ωit))，sin(αsin(ωit))，cos(αcos(ωit))，sin(αcos(ωit))經(jīng)第一類貝塞爾函數(shù)展開，但對(duì)除cos(2βcos(ωst))以外的其他項(xiàng)忽略1階以上的項(xiàng)，可得

直流成分為

中頻及QPSK中頻成分為

偶次諧波成分為

偶次諧波的QPSK中頻邊帶成分為

2 仿真驗(yàn)證

圖2 系統(tǒng)仿真框圖Fig.2 System structure of simulation

本研究使用VPIphotonics光子仿真軟件進(jìn)行系統(tǒng)仿真，仿真框圖如圖2所示.系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如下：激光器工作在1 550 nm波長(zhǎng)，線寬10 MHz，功率39.811 mW.半波電壓Vπ為4.6 V，其中β=8.89，2β=17.78，這樣可以使8次諧波盡量大，即J8(2β)與J8(β)盡量大.圖3中短虛線表示J8(x)，很明顯當(dāng)x=8.89時(shí)，J8(8.89)大于其他各階貝塞爾函數(shù)，J8(17.78)也是如此.于是算得5 GHz的微波信號(hào)振幅是13.01 V，α取0.1，這樣可以使J1(α)盡量大，那么2.5 GHz的中頻載波信號(hào)振幅是0.14 V.若不加基帶調(diào)制信號(hào)，即V1=V2=0 V，光探測(cè)器得到如圖4的結(jié)果.由圖可見，光探測(cè)器只產(chǎn)生偶次諧波，而第8次諧波40 GHz的譜線是最大的，這說明選取的β值是比較合適的.當(dāng)在1-4和1-5中都加入1.25 Gbits/s的數(shù)字基帶信號(hào)時(shí)，光探測(cè)器的輸出如圖5所示.在37.5和42.5 GHz附近存在的QPSK信號(hào)頻譜如圖6和圖7所示.之后，用濾波器把電信號(hào)中的42.5 GHz的QPSK信號(hào)濾出并進(jìn)行解調(diào)，圖8為解調(diào)所得的星座圖.圖9和圖10為解調(diào)后的基帶信號(hào)眼圖.仿真結(jié)果充分說明，QPSK信號(hào)成功地被調(diào)制到了42.5 GHz上，驗(yàn)證了此系統(tǒng)的可行性.

圖3 貝塞爾函數(shù)Fig.3 Bessel function

圖4 未加調(diào)制時(shí)光探測(cè)器輸出Fig.4 Output of PD without modulation

圖5 加QPSK調(diào)制時(shí)光探測(cè)器的輸出Fig.5 Output of PD with QPSK modulation

圖6 37.5 GHz的QPSK信號(hào)頻譜Fig.6 Spectrum of 37.5 GHz QPSK signal

圖7 42.5 GHz的QPSK信號(hào)頻譜Fig.7 Spectrum of 42.5 GHz QPSK signal

圖8 解調(diào)得到的基帶信號(hào)星座圖Fig.8 IQ-constellation diagram of demodulated baseband signal

3 結(jié)束語

對(duì)40 GHz RoF系統(tǒng)的仿真結(jié)果與理論分析相符合，驗(yàn)證了本研究提出的基于并行DD-MZM實(shí)現(xiàn)的40 GHz RoF系統(tǒng)的QPSK調(diào)制方式.本系統(tǒng)方案的優(yōu)點(diǎn)在于：在基站同時(shí)可獲得毫米波已調(diào)波和參考本振源信號(hào)，基站無線信號(hào)的收發(fā)可以使用不同的頻率，分別是37.5和42.5 GHz.除此之外，該系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低.但是，本研究還沒有考慮光纖色散對(duì)毫米波的生成有何影響及相應(yīng)對(duì)策，需要作進(jìn)一步理論分析.

圖9 解調(diào)得到的基帶信號(hào)的眼圖(I路)Fig.9 I-phase eye diagram of demodulated baseband signal

圖10 解調(diào)得到的基帶信號(hào)的眼圖(Q路)Fig.10 Q-phase eye diagram of demodulated baseband signal

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