基于CD4046鎖相環200KHZ的高頻感應加熱電源頻率跟蹤的研究

無錫機電高等職業技術學校 徐良芝

感應加熱的過程中，工作溫度不斷變化，負載線圈的電參數將隨時間而變化，這將使逆變器偏離最佳工作點，因而不僅使逆變橋開關管MOSFET的關斷電流增大，進而引起關斷損耗增大，而且當逆變器工作點高于負載諧振點較遠時，在一定Q值下，還會使負載阻抗增大，逆變器的功率容量不能充分利用。為了實現逆變器開關器件的零電流或零電壓開關，需要逆變器始終工作在功率因數接近或等于1的準諧振或諧振狀態，這就需要頻率跟蹤電路來實現。感應加熱電源的頻率跟蹤主要通過鎖相環電路來實現，本文分析設計利用鎖相環專用芯片CD4046實現頻率跟蹤。

一、鎖相環的基本原理和CD4046結構

鎖相的意義是相位同步的自動控制，能夠完成兩個電信號相位同步的自動控制閉環系統叫做鎖相環（Phase Locked Loop-PLL）。它廣泛應用于廣播通信、頻率合成、自動控制及時鐘同步等技術領域。高頻感應加熱電源為了能夠實現逆變電流與電壓的同步，提高工作效率和可靠諧振，同時實現開關器件的軟開關，必須要能夠很好地實現頻率跟蹤。

鎖相環主要由鑒相器（PD）、壓控振蕩器（VCO），低通濾波器（LDF）三部分組成，如圖1所示。

圖1 鎖相環的結構框圖

CD4046是通用的CMOS鎖相環集成電路，其特點是電源電壓范圍寬（為3V－18V），輸入阻抗高（約100MΩ），動態功耗小，在中心頻率f0為10kHz下功耗僅為600μW，屬微功耗器件。

二、CD4046鎖相環控制的實現

圖2（a）是串聯諧振式感應加熱電源逆變器的基本原理圖。它包括直流電壓源，開關T1～T4和RLC串聯諧振負載。圖4-8（b）是串聯諧振負載，由電感L、電容C和負載等效電阻R組成。

在逆變器的控制中，使逆變器的開關頻率始終跟蹤串聯負載諧振頻率，就可以實現零電流開關要求，因此，我們選用雙極性控制方式，即開關管T1和T4、T2和T3同時開通和關斷，其開通時間不超過半個開關周期，即它們的開通角小于180°。

逆變系統控制電路原理框圖如圖3所示。從圖中可以看出，逆變電路可以工作在他激和自激兩種狀態。當逆變電路工作在他激狀態時，控制信號從他激信號發生器發出，電路工作頻率固定，由他激信號發生器控制。當逆變電路工作在自激狀態時，電路的輸出電流信號經過電流互感器采樣，通過波形變換把正弦波變成方波，然后方波信號經單穩態電路防止干擾，接著送到頻率跟蹤電路，使得開關管的工作頻率能夠跟蹤電流反饋信號。工作在自激狀態時，逆變電路的工作頻率由負載本身的固有頻率決定。

圖2 串聯諧振逆變器原理圖及負載電路

圖3 逆變控制電路原理框圖

圖4 限幅和單穩態電路

圖5 頻率跟蹤電路

圖6 自激狀態下鎖相環控制圖

圖7 信號的延時補償

圖8 控制信號的補償電路與各點波形

1.限幅、整形和單穩態電路

如圖4所示，從電流互感器CT取出的反饋信號，通過電阻R1引入控制電路。引入控制電路的信號跟負載電流的大小，電流互感器的變比以及取樣電阻R1的大小有關。在實際應用中，這個引入控制電路的信號可能會超過CMOS器件的最大工作電壓而導致器件的損壞，因而有必要在這個信號后面加一個限幅電路。二極管D1及D2就起到這個作用。電流反饋信號近似正弦波，經過D1及D2和比較器以后，生成占空比為50%的方波信號。

電路在工作過程中不可避免地受到各種各樣的外部干擾，加上其本身元器件的分布參數，使得電流反饋信號并不是理想的波形。由于CD4046鎖相環用的是邊沿觸發，如果前面的方波信號不好，會導致后級頻率跟蹤電路跟蹤失敗，從而導致了電路無法正常工作。所以，在電路中必須加入一個具有特定功能的電路，將有干擾的波形重新整形，然后輸入后一級電路。單穩態觸發器4098就實現這種功能，它在外部脈沖的作用下，輸出具有特定寬度和幅值的矩形脈沖，經過一定時間，又自動回復到初始狀態。

2.頻率跟蹤電路

由電路的負載特性分析可知，電路的負載不是固定的負載。當電壓升高，功率增大以后，負載固有的自然諧振頻率會發生改變。這個時候如果逆變電路工作在開環狀態下，由于電路的工作頻率偏離了負載的自然諧振點，這就使得電路的輸出功率不能隨著直流母線電壓的升高而同步升高，輸出功率達不到要求。因此，必須使得逆變電路工作在閉環狀態，實現頻率的自動跟蹤。

頻率跟蹤電路如圖5所示。電路啟動的時候，先斷開控制電路，此時電流反饋信號沒有建立，逆變電路不能工作在自激狀態。開機后，電流反饋信號為0，比較器U1B輸出為高電平，電子開關4066導通，Vcc通過R4與RP1分壓以后供給4046的壓控振蕩器輸入端，這個電壓用來控制壓控振蕩器的頻率，調節RP1，就可以得到他激電路所需要的頻率。一般都把他激信號發生器的輸出頻率調得跟負載的自然諧振頻率相差不大，這樣有利于電流反饋快速建立，讓逆變電路盡快進入自激工作狀態。

在主電路開機時，可控整流電路輸出電壓調得比較低，這時候電流反饋信號比較小，隨著直流母線電壓慢慢升高，電流反饋信號逐步增大。在這個信號經過半波整流后得到的直流電平（C3上的電壓）沒有超過R2兩端電壓以前，電路還是工作在他激狀態。當電流反饋信號達到一定值使得C2上的電壓超過了R2兩端電壓后，比較器U1B輸出為低電平，把4066關斷，RP1分壓為0，沒有辦法通過二極管影響壓控振蕩器，這樣壓控振蕩器的電壓就由低通濾波器提供，逆變器工作在自激狀態。由于電容C2的存在，使得電路在他激轉自激的過程中，能夠平穩地過渡，不至于出現壓控振蕩器輸入為0的情況。

當逆變器工作在自激狀態，其工作頻率隨著負載自然諧振頻率的變化而變化。此時從前面的單穩態電路引入電流反饋信號，讓鎖相環輸出的方波頻率跟蹤輸出電流的頻率。在這種狀態下，鎖相環的控制框圖如圖6所示。相位比較器PD2輸出為兩個信號的相位差，經過低通濾波器（LPF）以后，得到了反映兩個輸入信號上升時間差的直流電壓，然后送入壓控振蕩器（VCO），將VCO的輸出信號延遲△t時刻送到PD2中，與電流反饋信號進行相位比較。PD2進入鎖相工作以后，電流反饋信號和延遲電壓驅動信號的上升沿就被鎖相至同步。

在自激信號發生器的設計過程中，沒有考慮電路信號傳輸中的延時。實際上控制電路、驅動電路以及芯片都有延時，因此，電路的延時不能忽略。延時導致負載的輸出電壓滯后于輸出電流δ角度，負載工作于容性狀態，如圖7所示。由于存在延時，工作在容性狀態時的開關管軟開關條件就被破壞了，導致開通損耗大大增加。圖8是由反相器和RCD充放電電路組成的信號補償電路及其波形。

當輸入到R、L、C上的電壓與電阻R上的電流波形有相位差時，通過調節電位器Rp使負載電流與輸入電壓同步。

3.鎖相環參數選擇

圖9 補償電路輸入輸出波形

圖10 逆變器兩端電壓與輸出電流波形

本文中感應加熱電源頻率為300KHz，故鎖相范圍定為200KHz～400KHz，即由公式4.1和4.2得到：

選定實驗參數后，測得補償電路和逆變器輸出波形分別如圖9和10所示，逆變器工作在近似感性狀態，有利于開關器件的軟關斷。

基于CD4046的頻率跟蹤控制電路簡單、實現方便，只要設定好上限頻率和下限頻率即可。但由于采用的是模擬電路的形式，系統電路一旦固定下來就很難再改變，即難以進行寬范圍頻率變化系統的跟蹤系統設計。

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