基于交錯并聯技術的高頻整流器交流側電流紋波分析

蔡院玲，張 宇，費蘭玲

(華中科技大學電氣與電子工程學院，湖北武漢430074)

隨著社會對電力設備容量和質量的需求日益增加，如何提高電力電子變流裝置的容量并改善其輸出性能是現代電力電子技術重要的發展方向之一。高頻PWM整流器是目前較為常用的整流裝置之一，它可以使得整流器的功率因數為1，但是高頻PWM整流器只適用于中低容量場合，在大容量場合，由于受到功率器件開關頻率與損耗的限制，整流器注入到電網中的電流諧波成份將對電網造成較大的污染，因此用6個開關管組成的三相橋整流電路不能滿足大功率場合［1］。近年來，在大功率場合的應用中，多電平、混合拓撲結構、并聯等多種多重化方法成為擴大整流器輸出容量的有效途徑［2］。

在此背景之下，本文探討了單個整流器與基于交錯并聯技術的高頻整流器交流側的電流紋波，并以仿真論證了:將交錯并聯技術應用于高頻整流器時，交流側的電流紋波得到了很好的抑制。

1 交錯并聯調制方法

圖1 基于交錯并聯技術的整流器拓撲圖

圖2 交錯并聯調制方法示意圖

基于交錯并聯技術的高頻整流器拓撲如圖1所示。交錯并聯調制方法如圖2所示，整流器1與整流器2的調制波相同，載波移相180°。當開關頻率選得足夠高時，從圖中可見，整流器2的驅動脈波相對于整流器1的驅動脈波滯后半個開關周期，占空比相同。

應用交錯并聯技術時，每相輸出電流為兩個整流器輸出電流之和，因此交流側總的電流紋波可以抵消一部分，如圖3所示，當占空比為50%時，兩個整流器交流側的電流紋波正好反相，可以完全抵消［3］。

圖3 占空比為0.5時，電流紋波完全抵消

2 單個整流器交流側電流紋波計算

單個整流器拓撲如圖4所示，三相整流的開關狀態有八種。分別為 000，001，010，011，100，101，110，111。令每個狀態的作用時間為△t，每種狀態對應一種等效電路圖，以A相為例，可以計算出相應的A相的交流側電流紋波值。

圖4 單個整流器拓撲圖

圖5 開關狀態為000時單個整流器等效電路

開關狀態為011時，等效電路如圖6所示。

圖6 開關狀態為011時單個整流器等效電路

同理，可列出開關狀態為 001，010，100，101，110，111下的等效電路，并計算其紋波大小，如表1所示。

表1 八種開關狀態下單個逆變器交流側紋波大小

令圖4中A相電感壓降為ULf，負載電壓為，A橋臂中點相對于n點的電壓ua1的基波分量為Ua，A相調制波與ua1的基波分量為Ua同相位，則總相量圖如圖7所示。對電感選型時，一般要求在滿載條件下，濾波電感的電壓降不能高于負載電壓的10.5%，令整流器A相輸出功率為Pa，則必須滿足條件:，圖 7 中10.5%，因此 θ的范圍為0°～6°，即可近似認為

圖7 電路相量圖

整流器A相電流紋波最大值發生在A相調制波過零點處［4］。令調制比為 m，則A相調制波過零點時，A相調制波為0，B相調制波大小為0.865 m，C調制波大小為－0.865 m。如圖8所示，取A相調制波過零點的一個開關周期，分析其開關狀態，由此計算出電流紋波值。

圖8 A相調制波過零點時一個開關周期內的開關狀態

在圖8的一個開關周期內va=0，存在四種開關狀態:111，010，110，000。令 Udc=k1va(k≥2)(在不考慮三次諧波注入法等過調制情況下)，計算各個開關狀態內電流波動值如下(見圖9):

圖9 單個整流器一個開關周期內電流紋波

總的波動值為:

3 基于交錯并聯的整流器電感紋波計算

考慮到A相調制波大小為－m或m時，電感電流紋波最大［4，5］。故取A相調制波－m時刻計算。A相調制波為m時，BC相分別為 －0.5 m，－0.5 m，此時對應的開關狀態如圖10所示。

圖10 基于交錯并聯技術的整流器一個開關周期內開關狀態

圖10中一個開關周期內存在的開關狀態有四種(由于對稱性，011－000與000－011看作等效):011－011，000－011，011 －111，000 －111，四種狀態下均可畫出相應的等效圖，并依據等效電路圖計算電感紋波。

圖11 交錯并聯整流器在開關狀態011－011時等效電路圖

同理，可推導出狀態000－011，011－111，000－111下輸出電流紋波為:

由于整流器A相電流紋波最大值發生在A相調制波峰值處［6］，因此在圖中開關周期內，va= － Ua，其中，Ua為va的峰值。令Udc=k2va(k≥2)k2值一般取2～2.2左右。

在兩個開關周期內，電流波動如圖12所示。

圖12 基于交錯并聯技術的整流器在一個開關周期內的電流紋波

因此電流紋波最大值為:

4 單個整流器與基于交錯式整流器的電流紋波比較

由上面的分析可知，對于單個整流器，交流側輸出電流紋波為:

基于交錯并聯技術的整流器，交流側輸出電流紋波為:

單個整流器每相只選取一個電感，基于交錯并聯技術的整流器的每相需要兩個電感，因此，總的經濟效益有待進一步分析(電感尺寸、重量、價格等與電感大小的關系。)

選定實驗參數如下:單個整流器與基于交錯并聯技術的整流器的總功率均為15 kVA，電感參數LF，LF1，LF2均為 0.96 mH，電感寄生電阻 Rre為 0.08 Ω，直流母線電壓給定Udc為650 V，三相輸入電源頻率f為50 Hz，負載電阻R為24 Ω，直流母線端電容C為12 000 μF，調制方法均為帶PFC的閉環SPWM調制，功率因數為1。則相應的最大電流紋波計算如下。

對于單個整流器交流側電流紋波最大值為:

對于基于交錯并聯技術的整流器，交流側總的電流紋波最大值為:

5 仿真結果

仿真條件如下:

(1)對于單個整流器功率為15 kVA，電感LF為0.96 mH，電感寄生電阻 Rre為0.08 Ω，直流母線電壓給定Udc為650 V，三相輸入電源頻率f為50 Hz，負載電阻R為28 Ω，直流母線端電容C為12 000 μF，調制方法為帶PFC的閉環SPWM調制，功率因數為1。圖13所示為15 kVA單個整流器交流側電感電流 ，圖中電流紋波最大值發生在電流過零點，即調制波的過零點處。電感電流紋波最大值為12 A。

圖13 15 kVA單個整流器交流側電感電流

(2)基于交錯并聯技術的整流器功率為:單個整流器功率為15 kVA，單個電感 LF1，LF2均為0.96 mH，電感寄生電阻Rre為0.08 Ω，直流母線電壓給定Udc為600 V，三相輸入電源頻率f為50 Hz，負載電阻R為28 Ω，直流母線端電容 C為12 000 μF，調制方法為帶PFC的閉環SPWM調制，功率參數，調制方法均與單個整流器相同。圖14所示為15 kVA基于交錯并聯整流器交流側A相總電流ia，總的電流紋波最大值為7.7 A。圖15所示15 kVA基于交錯并聯整流器交流側A相單個整流器電感電流ial。

圖14 15 kVA基于交錯并聯整流器交流側A相總電流ia

圖15 15 kVA基于交錯并聯整流器交流側A相電感電流ial

6 結語

本文主要分析了單個高頻整流器以及基于交錯并聯技術的高頻整流器交流側電流紋波，對兩者進行了分析比較。理論與仿真證明，采用交錯并聯技術，可以大大減小高頻整流器交流側電流紋波。在大功率應用場合，采用交錯并聯技術時，單個開關管耐流值可降低一半，在相同的電流紋波要求下，電感的尺寸可以降低40%左右，相應可以提高整個系統的動態響應時間。

采用交錯并聯技術時，由于兩個整流器每相的兩個橋臂的調制波相同，載波移相180°，因此，兩個橋臂的驅動不同，兩個橋臂的輸出電壓存在差模分量，差模分量在兩個整流橋臂、電感FF1，FF2間形成環流。環流大小與電感大小成反比，在降低電感的同時，會提高環流大小，環流會增加開關管電流應力。因此在考慮電感選型的同時，要折衷考慮開關管的電流應力。

［1］陳 堅.電力電子學［M］.北京:高等教育出版社，2004.

［2］王力喬.錯時采樣空間矢量調制技術研究［D］.武漢:華中科技大學博士學位論文，2002.

［3］Michael O’Loughlin，Texas Insstruments.An interteaving PFC Pre-Regulator for High-Power Converters［EB/OL］.http://focus. ti. com/download/trng/docs/seminar/topic5MO.pdf.

［4］Asiminoaei L，Aeloiza E，Kim J H.An Interleaved Active Power Filter with Reduced Size of Passive Components［C］.Proc.APEC＇06，2006.

［5］Asiminoaei L.Shunt Active-Power-Filter Topology Based on Parallel Interleaved Inverters［J］.IEEE Trans on PE，2008，55(3):1175-1189.

［6］吳松榮，許建平，郭世明.開關電源交錯拓撲輸出電流紋波數學分析［C］.中國電工技術學會電力電子學會第八屆學術年會論文集，2002.