移相全橋DC/DC變換器的設計

吳麗君

(浙江商業職業技術學院，浙江杭州310053)

0 引言

移相全橋ZVS變換器廣泛應用于功率開關電源，然而，由于滯后橋臂開關過程中，只靠諧振電感的能量來實現ZVS，因而無法實現。如圖1所示，本設計通過增加輔助電感L6為滯后橋臂ZVS提供條件，彌補諧振電感的能量不足;同時通過L4、L10來實現ZCS。在此基礎上，本文通過移相控制芯片UC3875給主電路提供移相脈沖，利用變換器實現輸出電壓為0～60 V、最大電流50 A的DC信號。

1 主電路原理分析

圖1 拓撲結構

圖1所示拓撲圖是在傳統移相全橋電路的基礎上增加了C1、C2和L6，輸出部分增加了 L4的耦合電感L10。其中C1、C2的作用是平衡電壓，增加L6是為了加速開關管M3和M4的關斷，而L10所起的作用主要是通過分壓來使得D21導通，減小變壓器副邊電流，以使原邊開關能達到ZCS。圖2為該拓撲電路的主要工作波形。

圖2 主要工作波形圖

各階段等效電路如圖3所示:

t0～t1:初始條件為M2和M4導通，一次側由電源、M4、L2、L1、M2構成一個回路，二次側由 L8、D20、L4和輸出電容、電阻構成一個回路。iL6反向流過L6，并且值越來越大。

t1～t2:M2關斷，因為L4的值比較大，所以io近似不變，則id也近似不變。所以，C5開始放電，C6開始充電，vC6開始增大，則vL2開始減小，vL8也開始減小。iL6繼續反向流過L6，值越來越大。

t2～ t3:vL4減至小于 N10vo/(N4+N10)時，N4、N10分別為L4和L10的匝數，D21開始導通。于是iD20開始減小。iL6繼續反向流過L6，且值越來越大。

t3～t4:t3時刻，vC5減小到零，于是 D1導通，一次側由 D1、M4、L1、L2構成一個回路。二次側 iD20繼續減小。iL6繼續反向流過L6，且值越來越大。

t4～t5:t4時刻，iD20減小到零，則原邊電流也降為零，只有一個很小的激磁電流通過一次側回路。iL6繼續反向流過L6，加速了M4的關斷。

t5～t6:t5時刻，M4零電流關斷，激磁電流經 D1和D3流回電源。iL6開始反向減小。

t6～t7:t6時刻，M3零電壓開啟，此前，M1的門極信號早已為正，所以，一次側由電源、M1、L1、L2、M3構成一個回路。二次側D19有電流流過，因為io不變，則iD21開始減小。iL6繼續反向減小。

t7～t8:t7時刻，iD21減小到零，D21截止。此后的半個周期與前半個周期類同。iL6繼續反向減小。

圖3 等效電路

2 參數計算

經調試:L4=9 μH;L10=6 μH

(2)變壓器原副邊電感量的取值:

經調試:L2=2 000 μH、L3=80 μH

(3)變壓器的設計(面積乘積AP法)

式中，K0——窗口使用系數(一般取0.5 ～0.6);

Kf——波形系數，有效值與平均值之比正弦波時為4.44，方波時為4;

Kj——電流密度比例系數(由所用磁芯確定，允許溫升50℃時，EI疊片鐵芯Kj為534);

X——常數(由所用磁芯確定，允許溫升50℃時，EI疊片鐵芯X為－0.12)。

考慮余量，選擇E42 3C85系列鐵芯:

AP=4.56cm4，AW=256.04 mm2，Ae=178 mm2。

其中，AP=AW×Ae;

AW——鐵芯窗口面積;

Ae——鐵芯有效面積。

所以取N2=20匝，N3=N8=4匝。

另外，J=Kj(AWAe)x=534 ×4.56－0.12≈445.1

其中I1與I2分別為變壓器原副邊繞組上的電流應力。可以根據原副邊繞組每匝所占用面積來確定導線規格。

(4)輸出電感的設計(面積乘積AP法)

考慮余量，選擇E50 3C85系列鐵芯:

AP=8.16cm4，AW=362.7 mm2，Ae=225 mm2。

采用原設計所用的銅箔(AXP=10.8585 mm2)

所以取N4=16匝。

所以取N10=14匝

計算氣隙長度:

lc≈7.17 mm

3 測試結果及分析

利用新的拓撲結構，直流輸入400 V，輸出電壓在0～60 V可調，輸出最大電流為50 A，L2=2 000 μH ，L3(L8)=80 μH，L4=9 μH ，L10=6 μH，L6=100 μH，C1=C2=2 000 nF。實驗波形如下:圖4為滯后橋臂開通的波形，圖5為效率曲線。

圖4 滯后橋臂開通的波形

圖5 效率與電流的關系圖

4 結論

提出一種新型的移相全橋DC/DC變換器。利用其中C1、C2來實現平衡電壓，通過L6加速開關管M3和M4的關斷，實現ZVS，在輸出端增加了L4的耦合電感L10，使得D21導通減小變壓器副邊電流，以使原邊開關能達到ZCS。最后實現了輸出電壓在0～60 V可調，輸出最大電流為50 A的可調電壓。

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