SPWM單相逆變電路的諧波分析

2011-05-11 11:17:42胡賽純

通信電源技術 2011年3期

胡賽純

(湖南城市學院物理與電信工程系，湖南益陽413000)

0 引言

逆變器廣泛用于工業、交通、能源、航空航天等領域。為了滿足實際應用的各種要求，人們希望逆變器的輸出電壓(電流)、功率以及頻率能夠得到有效和靈活的控制，比如，有些系統對輸出電壓波形正弦失真度有嚴格的要求?；诖耍芯磕孀兤鞯妮敵鲭妷褐C波是很有實際意義的［1］。逆變器按輸出相數可以分為單相逆變器、三相逆變器和多相逆變器。在單相逆變器中，常采用PWM調制方式對開關管進行控制，在PWM調制方法中有方波調制、正弦波調制、矢量空間調制等。方波調制盡管直流利用率高，但輸出電壓的諧波含量也高，且正弦度較差;而SPWM調制能獲得較好的正弦波，目前已被廣泛應用，但其諧波問題仍然不可忽視。本文就雙極性SPWM控制逆變器的諧波問題進行一些研究。

1 單相PWM逆變電路拓撲

圖1為單相PWM逆變電路的主電路。它由一個大小為Ud的直流電壓源和兩個橋臂組成，每個橋臂包括兩個IGBT全控器件，L和R為逆變輸出負載［2］。

2 雙極性SPWM調制原理

雙極性SPWM逆變控制技術在生成SPWM波形時，有自然采樣法、規則采樣法、不規則采樣法、面積等效法等［3］，本文研究時采用面積等效法。

圖1 單相PWM逆變電路拓撲

SPWM采用的調制波是頻率為fs的正弦波，設為

載波uc是幅值Ucm、頻率fc的三角波。

載波比:

幅度調制深度:

采用us與uc相比較的方法生成PWM信號:當us＞uc時，功率開關 S1、S3導通，逆變電路輸出電壓 uo等于Ud;當us＜uc時，功率開關S2、S4導通，輸出電壓 uo等于－Ud。隨著開關管以載波頻率輪換導通，逆變器輸出電壓uo不斷在正負Ud間切換。

工程上對SPWM逆變器常采用電壓平均值模型進行輸出基波電壓的計算。當載波頻率遠高于輸出電壓基波頻率且調制深度m≤1時，可知基波電壓u1的幅值U1m滿足如下關系:

它表明在m≤1和fc?fs時，SPWM逆變輸出電壓的基波幅值隨調制深度m線性變化。通過控制調制信號，可方便地調節逆變器輸出電壓的頻率和幅值。

從以上分析可以看出，PWM逆變電路可以使輸出電壓、電流較方波逆變電路更接近正弦波，但由于使用了載波對正弦信號進行調制，故必然產生和載波有關的諧波分量［4］。這些諧波分量的頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要標志之一。以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數可推導出PWM波的傅里葉級數表達式，單相全橋逆變電路在雙極性調制方式下輸出電壓包含的諧波角頻率為:

式中，當 n=1，3，5，…時，k=0，2，4，…;當 n=2，4，6，…時，k=1，3，5，…各諧波成分對應的幅值為:

式中，Jk為k次的貝塞爾函數。

PWM波中含有載波頻率的整數倍及其附近的諧波，幅值最高影響最大的是p次諧波分量，隨調制深度的增加，其幅值的相對值逐漸減小。輸出電壓中最靠近基頻的低次諧波是n=1時的下邊帶，由于這一邊帶衰減很快，值得考慮的低次諧波大致在p－2次?？梢?，載波比越高，最低次諧波離基波就越遠，也就越容易進行濾波，故提高載波比將有效改善輸出電壓的質量。但載波比的提高首先受制于開關器件的開關速度，另外，由于開關損耗等原因，開關頻率在逆變器的設計和運行中還會受到多種因素的影響，相應的對載波比的大小也有一定限制。

3 仿真及結果分析

對雙極性PWM方式下的單相全橋逆變電路進行仿真，圖2是雙極性 SPWM信號的產生圖［5］，圖3是單相全橋逆變電路仿真圖，圖中調制深度m設為0.6，輸出基波頻率設為50 Hz，載波頻率設為基波頻率的15倍，即為750 Hz。將仿真時間設為0.06 s，在powergui中設置為離散仿真模式，采樣時間為10－5s，運行后可得仿真結果，輸出交流電壓、交流電流和直流電流波形如圖4。輸出電壓為雙極性PWM型電壓，脈沖寬度符合正弦變化規律。交流電流較方波逆變器更接近正弦波形。直流電流除含有直流分量外，還含有兩倍基頻的交流分量以及與開關頻率有關的更高次諧波分量。其中的直流部分是向負載提供有功功率，其余部分使得直流電源周期性吞吐能量，為無功電流。

對輸出的交流電壓進行FFT分析，可得頻譜圖如圖5所示?；ǚ导s為150.2 V，與通過式(4)算出的理論值接近。諧波分布符合式(5)和式(6)的規律，最嚴重的15次諧波分量達到基波的2.12倍，值得考慮的最低次諧波為13次，幅值為基波的18.78%，最高分析頻率為3.5 kHz時的THD達到262.04%。當載波比為奇數時，不含偶次諧波。由于感性負載的濾波作用，負載上交流電流的THD為27.67%。