基于TMS320F28335的恒流型饋能式電子負載的設計

張勝高，張慶范，王思堯，侯典立

（山東大學 山東 濟南 250061）

隨著電力電子技術的迅猛發展，新能源及各種節能技術的快速涌入，各類電力電子產品特別是功率變換器層出不窮。顯然，傳統的電阻箱老化方法已無法滿足測試自動化及節能要求。電子負載作為一種測試電源設備性能指標的新型設備，因其具有節能、控制靈活、穩定性好等優點，近年來，得到了國內外學者的廣泛重視與深入研究。

目前，電子負載產品繁多[1-3]，拓撲結構也各種各樣。但普遍存在開關損耗大、電能利用率低、無法滿足隔離或饋網要求的缺陷，且市場上的電子負載大多適用于恒壓源的老化測試，無法應用于恒流源設備。

本文研制了一臺應用于恒流源設備放電測試的饋能式電子負載，該電子負載能對恒流源設備進行測試老化和逆變饋網，從而實現對電能的再生利用。隨著電動汽車的逐漸普及，車載充電機的需求量也會增加，該電子負載無疑具有廣闊的應用前景。

文中首先闡述了饋能型電子負載的基本原理，然后分別從硬件結構和控制策略重點分析，最后給出了實驗參數與結果，驗證了本方案的可靠有效。

1 系統拓撲與工作原理

1.1 系統結構

恒流型饋能式電子負載主電路如圖1所示，它主要包括DC/DC直流變換器和DC/AC

逆變器。DC/DC變換器需要對車載充電機進行負載特性模擬，即模擬蓄電池的充電特性，將輸入恒流源轉換為穩定的電壓源，并實現高頻隔離。它要同時級聯充電機與逆變器，是整個系統的核心與難點。DC/AC逆變器通過對電網進行同步檢測，將被測試電源輸出的能量無污染的回饋給電網。

1.2 DC/DC變換器

1.2.1 DC/DC變換器的選擇

車載充電機是一種安裝在電動汽車內部，可在車庫、停車場、路邊等任何有電源供應的地方充電的中小型功率充電裝置。全橋變換器普遍應用于中大功率場合，采用移相控制，全橋變換器可實現零電壓開關、零電壓零電流開關和零電流開關3種軟開關方式，但其輸出整流二極管不是工作在軟開關狀態。輸出整流二極管在換流時變壓器副邊存在寄生振蕩，使二極管產生很高的尖峰電壓。采用原邊帶箝位二極管的ZVS全橋變換器，能夠有效抑制寄生振蕩，減少電路損耗，消除尖峰電壓[4-5]。恒流輸入原邊帶箝位二極管的ZVS全橋變換電路主要工作波形過程如圖2所示。

圖1 電子負載主電路Fig.1 Main circuit of the electric load

圖2 DC/DC主要工作波形Fig.2 Key waveforms of the DC/DCconverter

1.2.2 移相PWM的數字控制

TMS320F28335是TI公司最新推出的一款TMS320C28X系列浮點DSP控制器。與以往的定點DSP芯片相比，該DSP具有成本低，功耗小，性能高，外設集成度更高，數據以及程序存儲量更大，AD轉換更加精確和快速等特點。與常見的TMS320F2812DSP相比，TMS320F28335可通過配置DBRED和DBFED寄存器的設置，同時實現對上升沿和下降沿的延時控制。另外通過對TBPHS的寄存器的配置，可實現兩路PWM的移相控制。因此，TMS320F28335產生移相PWM信號更加簡便、可靠。

EPWM時序波形示意圖如圖3所示，Q1和Q3為超前橋臂，分別由EPWM1A和EPWM1B控制；Q2和Q4為滯后橋臂，分別由EPW-M2A和EPWM2B控制。移相EPWM的具體產生過程如下：

1）占空比及死區設置：配置時間基準模塊（TB）與計數器比較模塊（CC），使用增計數方式，EPWM1與EPWM2設定相同的周期值，比較寄存器CMPA值均設置為周期寄存器值的一半。通過死區控制模塊（DB），設置PWM的A、B通道為互補模式，并配置相等的上升沿時間與下降沿時間，即DBFED=DBRED。

2）移相角設置：配置TB模塊，設置EPWM1、EPWM2為主從模式：EPWM1的同步輸入來自外部引腳，EPWM2使用EPWM1的同步脈沖輸入信號。初始化EPWM2的相位寄存器TBPHS值，當檢測到輸入同步脈沖時，相位寄存器值載入計數寄存器TBCNT。圖中為移相角對應的計數值，TBPHS加載值即為周期值TPR與φ2的差值。

3）占空比調節方式：通過使能EPWM2的中斷標志位，一旦產生PWM，進入中斷服務程序，通過調節EPWM2中TBPHS值，改變移相角φ2，從而控制有效占空比的大小，達到閉環控制的目的。

圖3 移相PWM時序示意圖Fig.3 Timing diagram of the phase shifting PWM

1.3 DC/AC逆變器設計

逆變器是將直流電能轉化為交流電能的變換裝置，供交流負載用電或與交流電網并網發電。如圖1所示，本文選用H橋與LCL濾波電路組成的逆變電路。為能逆變回網，必須選用合適的PWM控制，實現網壓與網流的反相，并保持功率因素為-1，從而，實現能量的饋網和再生利用。

2 控制系統設計

控制系統由驅動電路、檢測電路、保護電路及LCD顯示電路構成。控制核心芯片采用的是TMS320F28335 DSP，它是TI公司最新推出的一款TMS320C28X系列浮點DSP控制器。與以往的定點DSP芯片相比，該DSP具有成本低，功耗小，性能高，外設集成度更高，數據以及程序存儲量更大，AD轉換更加精確和快速等特點。系統控制結構如圖4所示，圖中有兩個閉環控制回路，DC/DC控制環和DC/AC控制環。

圖4 系統控制結構圖Fig.4 Structure of the system control

2.1 DC/DC控制環

本實驗的車載充電機采用恒流限壓充電方式對電動汽車的車載動力電池進行充電。充電機給動力電池充電時，對電池輸入恒定的充電電流，電池電壓將逐漸升高。當電池電壓升高到某一電壓值時，則電池已經充滿，充電過程結束[6]。

DC/DC變換器需完成兩部分工作：一是模擬動力電池充電過程；二是維持輸出電壓穩定，以Icc實現逆變。本實驗輸入電壓范圍為250～450 V，電壓改變量為25 V。由于充電機以恒流放電，首先，根據動力電池充電特性，實時設定輸入側支撐電容Ci端電壓值U*i大小。然后，通過線性光偶電壓采樣電路，檢測實際輸入電壓反饋值Ui，與設定值U*i的偏差，送給PI環。 最后，經 PWM 調節器，當 Ui＞U*i時，增大占空比；當 Ui＜U*i時，減小占空比。實現對占空比的調整，從而調節支撐電容的充放電時間，維持輸入電壓恒定。

在整個過程中，系統實時監控充電機輸出電流Icc與全橋電路中電流Idc。若Icc恒定，則充電機測試合格。當Idc超過電流允許值時，PWM調節器會對pwm信號進行控制，維持系統的可靠運行。

與其他DC/DC控制方法不同的是，本實驗通過電壓前饋的方法，來實現輸出電壓的穩定，實驗結果驗證了此方法的可行性。

2.2 DC/AC控制環

逆變環節采用雙環控制，外環為逆變器直流側電壓控制環，內環為交流電流控制環。直流輸出電壓給定信號U*0和實際電壓值U0偏差值，交給PID調節器后輸出直流電流指令信號Im。Im和逆變器交流側輸入電網的電流幅值ia成正比，它與標準正弦波相乘后形成交流輸入電流的給定信號i*a。i*a與實際交流值ia的偏差值經P比例放大后，再經滯環控制得到spwm控制信號。鎖相環PLL保證交流輸入電流的給定信號i*a與電網電壓同步同相[7]。

3 實驗結果及結論

3.1 實驗參數

本實驗以電動汽車車載充電機作為測試老化電源，其輸出電流恒定為8 A，直流電壓變化范圍為250～450 V。恒流式直流電子負載的主要參數如下：前級選用MOSFET SPW35N－60CFD雙管并聯，開關頻率為50 kHz；高頻變壓器參數：鐵氧體磁環，匝比1:1.5；整流二極管選用RHRG75120快恢復二極管；諧振電感Lr=12μH；隔直電容Cb=3μF；輸出濾波電感Lr=156μH；輸出濾波電容Cf=2 000μF。后級選用高頻開關管選用 MOSFET SPW35N60CFD，頻率 50 kHz，低頻 50 Hz，選用 IGBT G80D60；LCL 濾波電路參數：L2=L3=680 μH，Cf2=4μF。實驗結果表明，最大功率可達3.5 kW，工作效率約為88%，工作性能良好，且能實現全正弦回網。

3.2 基本波形

如圖5所示，當輸入電壓設定為250V，開關頻率為50kHz時的實驗波形。圖5（a）為功率管Q3驅動信號及漏極電壓波形，由圖可知Q3實現了零電壓開通與關斷。圖5（b）為變壓器原邊電壓及電流波形圖，對比理論波形圖圖2可知，電壓電流波形較理想。圖（c）為逆變器并網輸出側電壓電流波形圖。

4 結束語

文中基于TMS320F28335高精度數字控制，采用一種原邊帶箝位二極管ZVS移相全橋變換電路，級聯H橋逆變器的一種新型恒流型饋能式電子負載，經車載充電機放電測試，驗證了數字控制系統實現的可行性，能可靠地實現軟開關，很好的實現并網目標。

圖5 實驗波形Fig.5 Experimental waveforms

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