一種新型降壓模式LED 驅動電路系統

王 棟，吳建興

(杭州士蘭微電子股份有限公司，杭州 310012)

LED 驅動電路，特別是大功率LED 驅動電路已經較為廣泛地應用于射燈，景觀照明，汽車照明，日光燈等領域。隨著LED 照明技術的發展及成熟，LED 應用已經由原來的小功率，低電壓向大功率，高電壓的應用延伸。直流輸入的LED 驅動電源，部分應用已經要求80 V，100 V 的輸入電壓。

LED 照明主要的拓撲結構有buck模式［1，3］，boost模式［2－3］，以及buck-boost模式［3－4］，目前直流高電壓輸入的IC，普遍采用如HV9910［1］芯片所示的傳統系統框架。這種框架的特點是:輸出電流隨著輸入電壓及負載電壓變化而變化，導致在電壓波動時，電流無法恒定。如果電壓突然變化，LED 上流過的電流會增大或者減小，長期工作，會影響LED 本身的壽命。

本文通過研究設計出一種不隨輸入輸出電流變化的恒流電路系統，用于LED 驅動電路，可以得到很好的線性調整率(輸出電流隨輸入電壓變化的比率)及負載調整率(輸出電流隨輸出電壓變化的比率)，并且外圍電感的變化對輸出電流影響很小。

1 系統設計

如圖1所示為HV9910 的系統結構，系統工作原理如下:

負載LED 燈串上的平均電流定義為輸出電流平均值IAVG。參考圖1 及圖2，其工作原理是:當恒流LED 驅動電路工作正常時，振蕩器輸出的振蕩器信號CLK 對RS 觸發器進行觸發，RS 觸發器S 端置位，輸出端Q為高電平，驅動電路輸出功率管的柵極控制信號GATE為高電平，功率管開通。電感電流上升，采樣電阻Rs上的電壓VCS上升。當電壓達到基準電壓VREF時，比較器的輸出COMP_OUT 變為高電平。RS 觸發器R 端復位，Q為低電平，驅動電路輸出功率管的柵極控制信號GATE為低電平，功率管關斷。這時，電感電流通過肖特基二極管D1續流，逐漸減小，直到下一個時鐘到來，周期性重復。

圖1 傳統LED 驅動電路系統框圖

圖2 傳統LED 驅動電路系統時序圖

圖1所示的恒流LED 驅動電路及其外接LED電路的拓撲結構輸出平均電流的計算公式如下:

其中，IMAX為電感電流峰值、VIN為電源電壓、VOUT為負載LED 燈串的壓降，即輸出電壓、L為電感值。

從公式中可以看出，VIN，VOUT以及L 變化，都會引起輸出平均電流IAVG的變化。實際工作時，因為開關延時作用，會使得平均電流變化更大［5］。

進一步，通過圖3所示為電感電流的波形，IMAX為電感電流峰值，IAVG1和IAVG2為使用不同電感值時LED 驅動電路的輸出平均電流大小。可以看到，電感的變化引起電感電流平均值發生變化。

圖3 平均電流示意圖

圖4為本設計提出的新型LED 驅動電路系統框圖，其中方框內的部分可以通過芯片設計實現，方框外的部分可以通過PCB 布線實現。整機應用于LED 驅動電路。

圖4 新型LED 驅動電路系統框圖

圖5為本設計提出的LED 驅動電路時序示意圖，LED 驅動電路穩定工作后，當振蕩器輸出的振蕩信號CLK為高電平脈沖時，觸發器輸出的觸發信號為高電平。觸發信號經驅動電路驅動增強后，使M1功率管開通。直流輸入電壓VIN通過LED 負載、電感L1、NMOS 功率管、電阻Rs到地產生通路，電感上的電流增加。同時電阻Rs采樣NMOS 功率管上流過的電流并轉換為采樣電壓VCS，采樣電壓VCS與振蕩器輸出的斜坡信號經斜率補償模塊進行疊加，斜率補償模塊的輸出與誤差放大器的輸出信號進行比較。誤差放大器將對選擇器的輸出電壓VSN的值與基準電壓VREF進行誤差放大，使得選擇器的輸出電壓VSN的平均值等于基準電壓VREF。誤差放大器的輸出接電容，用于環路補償［6］。NMOS 功率管導通期間，電感上的電流持續增大，直到斜率補償模塊的輸出電壓VS1達到誤差放大器的輸出ERR_OUT。比較器輸出高電平脈沖COMP_OUT，觸發器輸出低電平脈沖，觸發器的輸出經驅動電路，使NMOS 功率管截止。直流輸入電壓VIN通過LED 負載、電感L1、肖特基二極管D1及直流輸入電壓VIN產生通路，電感電流下降。當NMOS 功率管關斷時，GATE_N為高電平，選擇器的輸出電壓信號VSN等于基準電壓VREF。等待在下一個振蕩CLK 信號到來，在下個周期重復上述動作。

圖5 新型LED 驅動電路系統時序圖

在此系統中，當選擇器的輸出端VSN平均電壓大于VREF時，誤差放大器輸出ERR_OUT 變低，使得VS1的信號在較低的情況下，比較器就會翻轉，也就是VCS峰值會變低，VCS變低會使得VSN的平均值降低，當接近VREF時，系統保持穩定;當VSN平均電壓小于VREF時，誤差放大器輸出ERR_OUT 變高，使得VS1的信號需要更高的電壓比較器才會翻轉，也就是VCS峰值會變高，VCS變高會使得VSN的平均值降高，當接近VREF時，系統保持穩定。因此系統總是使得VSN的平均值等于VREF。這樣我們可以得到輸出電流的理想計算公式:

從這個公式來看，輸出電流的平均值是與輸入電壓，輸出電壓以及電感大小無關。實際電路中，因為誤差放大器的增益及采樣的誤差，會有較小的影響。

本設計中，由于選擇器的輸出電壓VSN的平均值等于基準電壓VREF，因此，在NMOS 功率管導通時，Rs的采樣電壓VCS等于選擇器的輸出電壓VSN。這樣，在LED 驅動電路的整個工作期間，保證了輸入電壓、輸出電壓以及外圍電感大小變化對LED 平均電流影響很小。

2 結果和分析

本次設計，通過線路設計了驅動電路的核心部分，并且通過集成電路芯片的制造，測試，封裝生產出電路成品。該芯片制造基于士蘭集成80 V BCD 工藝平臺，可以實現輸入電壓80 V 以下的降壓模式LED驅動恒流。驅動電路與外圍電感，電阻，二極管以及LED 等元器件組成驅動電路系統，我們也對整機進行了詳細測試。圖6為版圖圖形，圖7為LED 系統整機，測試系統選用100μH 電感。同時，在同樣的外圍條件下，對HV9910 的系統也進行了測試。

實際測試結果如下:

從圖8 中可以看到，在輸入電壓從20 V～80 V變化時，輸出電流變化范圍在正負1.5%之內;而HV9910 系統輸出電流變化范圍在正負6%。從圖9中可以看到，在輸出電壓發生從10 V～70 V 變化時，輸出電流變化范圍在正負1.5%之內。輸出電流的穩定性非常好，而HV9910 系統輸出電流變化范圍在正負8%。新設計的系統調整率要好很多。

圖6 LED 驅動電路芯片的版圖

圖7 LED 驅動電路系統整機

圖8 輸出電流隨輸入電壓變化百分比(輸出電壓15 V，500 mA)

圖9 輸出電流隨輸出電壓變化百分比(輸入電壓80 V，輸出電流500 mA)

另外，測試系統使用100μH 及200μH 的電感，測試得到的輸出電流僅僅變化10 mA(2%)(輸出電流500 mA)，變化很小;而HV9910 要變化30 mA(6%)。

3 結論

本文提出一種新型降壓模式LED 驅動電路系統，分析了系統的工作原理，并且通過芯片流片進行驗證，設計整機進行測試，新型降壓模式LED 驅動電路系統線性調整率和負載調整率都有了較大的改善，并且電感變化對其影響很小。

［1］江磊，江程，陳郁陽，等.LED 恒流驅動電路效率研究［J］.光源與照明，2008，3(1):6－8.

［2］張賽，李冬梅.一種高效率白光LED 驅動電路的設計［J］.微電子學，2007，37(3):428－431.

［3］周志敏，周紀海.開關電源實用技術設計與應用［M］.北京:人民郵電出版社，2004:6.

［4］張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計［M］.北京:電子工業出版社，2005:30.

［5］Steve Winder.LED 驅動電路設計［M］.北京:人民郵電出版社，2009:69.

［6］Abraham I Pressman.開關電源設計［M］.2 版.北京:電子工業出版社，2005:299.