一種單級原邊控制LED 驅動器設計

姚云龍，吳建興

(杭州士蘭微電子股份有限公司，杭州 310012)

隨著LED 技術的發展，LED 的亮度和效率不斷提高。日常家用的LED 照明不斷發展，逐漸成為節能減排、綠色照明的主流［1－2］。為實現很高的功率因數和很低的總諧波失真，減小對電網的干擾，一般大于5 瓦的LED 需要增加功率因數控制。

傳統的交流供電的帶功率因數調整(PFC)功能的LED 恒流驅動電路，有隔離型和非隔離性兩種結構。在隔離型結構中又有兩種控制結構，一種是兩級控制，一種是單級控制。相對于兩級控制來說，單級控制的電路相對簡單，成本也相對較低，本文主要針對單級反激式單級控制的LED 驅動電路。

在隔離型反激式單級控制的高功率因數LED驅動電路［3－8］中，一般采用光耦反饋得到恒流控制信號。由于采用光耦反饋，需要在副邊增加誤差放大器，采樣輸出電流，還需要光耦來實現隔離，并且把輸出電流信號傳遞到輸入端，所需要的元件較多，電路實現較為復雜。PCB 板空間很大，不利于產品小型化，而且電路成本高。

為了降低成本，隔離型反激式LED 驅動電路中，直接采用原邊控制的電路成為趨勢。為了做PFC 功能，有采用填谷式無源功率因數校正方法實現［9－10］，也有采用單芯片集成有源功率因數校正實現。填谷式無源功率因數校正需要外加元件，導致成本增加，而且PF 并不太高。單芯片集成有源功率因數校正中，大部分采用積分環路，先把輸出電流的平均值計算出來，通過環路控制實現輸出電流的穩定，為了同時實現PFC 功能，需要把環路響應做慢。這樣對輸出負載的快速變化無法快速響應。特別是LED 等瞬間短路時，容易出現大功率損耗，嚴重時電路燒毀，甚至起火。

本文介紹單級原邊控制反激式高功率因數LED恒流驅動器設計，該電路采用開環控制PFC和輸出恒流值，能對負載的變動快速響應，保證負載變動時電路的安全穩定工作。該控制器集成了功率因數調整，原邊LED 恒流控制功能。本文還給出了使用上述的控制器構成反激式單級LED 驅動開關電源的裝置。

1 原理說明

如圖1所示是原邊控制反激式LED 恒流驅動簡化的運用電路。該電路省去了光耦、副邊控制恒流的放大器。可以減小PCB 板面積，有利于產品小型化和降低電路成本。其中的關鍵是控制器的設計，該控制器既要實現功率因數的控制，又要實現輸出恒流控制。

圖1 單級原邊控制LED 驅動電路

下面介紹高功率因數、恒流功能的實現。在恒流環中，功率管的開通信號由功率管開通控制電路給出，功率管的關斷信號由電流峰值比較器給出。

乘法器實現交流輸入的歸一化目的，以實現在不同的AC 輸入電壓下，輸出的恒流值相同。

乘法器模塊接收交流輸入整流后的采樣信號Vac，輸入交流電壓的有效值信號Vavg，計算得到兩個基準:

其中K1、K2為比例系數，由電路結構決定，是恒定值，Vref0由控制器內部偏置電壓產生，也是恒定值。

假設輸入整流后的交流電壓為:

其中，VM為輸入交流電壓的幅值，ω 輸入輸入交流信號的角頻率，t為時間。

則瞬時值Vac與VM成正比，有效值Vavg也與VM成正比，所以Vref1，Vref2與輸入電壓的幅值無關，僅僅與輸入電壓的相位和內部偏置有關，是歸一化的函數。可以表示為:

其中K3，K4為比例系數，與內部偏置有關。

先分析功率開關的關斷控制。

功率開關的關斷由峰值電流比較器控制。在功率開關S1導通時間內，變壓器原邊電感的電流不斷增加，當電流增加到由Vref2所限制的電流值時，峰值電流比較器輸出發生翻轉，經后面的RS 觸發器和預驅動，關斷功率開關S1。

如果在開關開通時刻的原邊電感電流初始值為零，假設導通時間Ton，原邊電感量為L，開關關斷時的電流峰值為Ipk，輸入電壓為Vin，整流及功率開關管上的電壓降落為Vdrop(一般忽略不計)，則有如下關系成立:

即導通時間由原邊電感量L、內部設定的參數K4，采樣電阻Rs，輸入電壓的有效值VM有關，在給定的電壓輸入情況下(有效值不變)，且外圍的元件參數不變時，電路的導通時間固定。

再分析功率開關的開通控制。

通過合理設計外圍元件的參數，先保證本電路電流處于斷續工作模式。假設輸出電壓為Vout，副邊整流二極管壓降為Vd(一般忽略不計)，變壓器的匝比(原邊繞組:副邊繞組)為n，在開關管關斷瞬間，變壓器電流反激，副邊繞組上產生峰值電流I′pk，與原邊的峰值電流Ipk的關系為:

則可以計算出輸出繞組一直有電流輸出的時間，即副邊續流二極管的導通時間:

假設開關周期為T，則每個開關周期的AC 平均輸入電流為:

每個開關周期的平均輸出電流:

由(9)可知，只要保證T 恒定，每個開關周期的平均輸入AC 電流與輸入AC 電壓同相位變化，從而可以實現很高的功率因素和極小的總諧波失真。

其中:K5為比例常數。

則由式(6)、式(8)、式(11)得到:

開關周期與輸出電壓有關，與輸入電壓的瞬時值、有效值都無關。當輸出電壓固定時，開關頻率固定。

把式(6)、式(12)代入式(9)，把式(6)、式(11)代入式(10):

由式(13)可知，每個開關周期的平均輸入電流與輸入電壓同相，能做到較好的PFC值。由式(14)可知，每個開關周期的平均輸出電流與輸入電壓的有效值沒有關系，在一個輸入交流周期內，輸入寬電壓范圍變化時能做到平均輸出電流相同，輸出電流有很好的輸入電壓調整率;每個開關周期的平均輸出電流與輸出電壓也無關，不同的輸出電壓下也能做到相同的平均輸出電流，輸出恒流有很好的負載調整率。

對式(13)、式(14)在整個輸入AC 周期積分，可以求出整個AC 周期的平均輸入電流和平均輸出電流。

基于以上分析，開通信號控制電路實現功能是:根據副邊續流二極管的導通時間Toff1來確定開關下一次開通的時間點，即根據副邊續流二極管的導通時間Toff1來預測開關周期T。在電路穩定工作以后，保證式(11)的成立。就能保證電路實現PFC和輸出恒流。

副邊續流二極管的導通時間Toff1的對應信號:TOFF1_CK 由驅動信號和FB 過零檢測信號共同得到。副邊續流二極管的導通時間信號TOFF1_CK 產生電路的實現方法和時序見圖2。

圖2 TOFF1_CK 信號產生電路及時序

在功率管驅動時，DRI為高電平，FB 反饋信號變成負電平，CS 采樣電平升高。當CS 電平到達峰值電流比較器的翻轉點后，峰值電流比較器輸出翻轉，經過RS 觸發器、邏輯電路、預驅動電路關斷功率管，DRI 變為低電平。同時變壓器反激，FB 變成正電平，副邊續流二極管開始導通。直到副邊續流二極管的電流變成零，FB 降低形成寄生振蕩。在驅動結束后，從FB為正到FB 過零的時間，就是副邊續流二極管導通時間，即TOFF1_CK為高的時間。

下面介紹如何實現TOFF1 預測開關周期T。即實現(11)的一種方法。功率管開通控制電路及時序如圖3。電流源1和電流源2 由Vref1控制，即電流I1、I2由Vref1控制。當TOFF1_CK為高時，SW2 開通，I2對C1電容放電;當TOFF1_CK為低時，SW1開通，I1對C1電容充電。設置內部基準比較電平VREF，當Vc高于電壓VREF時，比較器1 的輸出電壓Vd為高，經過觸發器使得電壓Ve為高。當電壓Vc的低于電壓VREF時，比較器1 的輸出電壓Vd為低，電壓Ve的電平由TOFF1_CK 決定。由于在電壓Vd變低以前TOFF1_CK 已經為高電平，所以當電壓Vd為低時，電壓Ve也為低。電壓Ve經上升沿檢測模塊產生輸出脈沖Vf，提供給RS 觸發器。經過后面的邏輯控制、預驅動模塊驅動功率管，打開功率管。

圖3 功率管開通控制電路及時序

在電路穩定工作以后，充放電平衡。電容C1上的充電電荷與放電電荷相同。有如下關系存在:

先設定:

式(17)可以通過電壓轉化電流結構方便實現。再設定:

其中R1為電壓轉化成電流時的等效電阻，I0是內部設定的基準電流，通過內部電路的設置，可以保證I2始終大于零。

則可以得到:

這樣，就能滿足式(11)的關系。實現PFC 功能和輸出恒流功能。

根據前面的描述，本電路能實現PFC 功能和輸出恒流功能。并且輸出的恒流值與輸入電壓的有效值無關;輸出的恒流值與輸出電壓也無關。

對于采用光耦反饋的電路，由于采用閉環控制，需要有一個大電容來濾除100 Hz 的紋波，對于負載變化的環路響應慢，導致電路在LED 短路時，會發生電流過沖，會燒壞功率管，嚴重時發生爆炸起火。為了避免這種情況的發生，要求功率管有較大的功率和耐壓余量。

由本電路實現的結構知，輸出電流在每個開關周期都是直接控制，沒有要濾去100 Hz 輸入電壓紋波的電容，電路對LED 短路有固有的保護功能，在LED短路時，不會出現一般恒流控制電路由于環路響應導致的負載變動時電流過沖的問題，可解釋如下。

在LED 短路時，輸出電壓為零，這樣副邊續流二極管的導通時間Toff1變長，為保證式(15)成立，開關周期T 變長，以維持電路處于恒流狀態。電路還是處于恒流狀態，此時Vout=0，副邊反激時的電壓為整流二極管的電壓Vd，輸出功率為恒流值與整流二極管電壓Vd的乘積。此時相應的輸入功率與之匹配。顯然這個功率很低。

在整個電路結構中，啟動前，由AC 通過電阻給VCC電容充電來為芯片供電，啟動后由反激的輔助繞組給VCC電容供電。但是在LED 短路狀態下，反激的輔助繞組不能給VCC電容供電，只有部分漏感能量和AC 通過啟動電阻提供給VCC電容，而這不足以提供芯片耗電。所以VCC電容掉電到芯片正常供電電壓以下，芯片發生欠壓保護，功耗降低，而后AC又通過電阻給VCC電容充電，電路啟動，如果LED 還是短路，則又發生VCC欠壓保護，如此往復。此時電路整體總功耗很低，電路安全可靠。

2 測試結果

根據前面描述的控制方法，設計了控制電路。下面給出控制電路的測試結果，主要考察恒流特性以及功率因素調整特性。

以8 瓦的運用為例，具體運用線路見圖4。相應的測試結果見表1。

圖4 單級原邊控制器8 瓦運用線路圖

表1 單級原邊控制器測試結果

表1 數據是串接8 盞LED 的測試結果，其中AC 供電是APC－500 W，THD和PF 用WT210 POWER METER 測試。可知:輸入AC 電壓在85～265Vac，頻率50 Hz 時，電路的PF值大于0.95，THD小于12.85，輸出恒流值在353 mA～358 mA。達到了較好的效果。

圖5 接不同LED 數量時輸出電流(負載調整率)

圖5 給出了接4～9 盞LED 時，輸出恒流值的變化。輸出電流值從353 mA～363 mA 變化。產生這個變化的原因是:由過零檢測電路得到的副邊續流二極管導通時間與真實值之間存在偏差，這種偏差可以通過優化過零檢測電路加以減小直至消除。

3 結論

本文給出了一種單極、原邊控制實現恒流LED 驅動器。分析了實現的原理和結構，并且利用這個原理設計了控制電路。通過對恒流特性測試、PF值測試、THD 測試。電路完全達到預計目標。能廣泛用于AC供電、PF值要求較高、隔離供電的LED 驅動場合。

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