大功率伺服驅動器的優化設計

楊立波 吳孔圣 白彥慶 韓貴春 丁云飛

(大連光洋科技工程有限公司，遼寧大連 116600)

隨著我國經濟和工業的發展，工廠大功率數控設備越來越多，數控機床需要的伺服驅動器功率越來越大，對大功率伺服驅動器需求也越來越大，市場前景十分看好。為滿足市場的需求，迫切需要研制可靠性高的大功率伺服驅動器。為此我公司集中力量，完全按照國家標準要求，針對大功率伺服驅動器主電路功率器件上的電流大和電路的耗散功率大，散熱問題嚴重以及對電網污染大等特點，主要從吸收電路，過流保護和直流母線等方面對大功率伺服驅動器進行了優化設計，研制出了高可靠性的110 kW大功率伺服驅動器。

1 直流母線的設計

目前國內中小功率變頻電源的功率母線主要有以下幾種:

(1)印刷電路板母線主要用于小功率的變頻電源，缺點是通過的電流小;

(2)圓銅導線是最常用的功率母線，適用于中功率變頻電源，缺點是寄生電感大;

(3)寬度2～3 cm，厚度2～3 mm的窄銅條，適用于中功率的變頻電源，缺點是寄生電感大。

隨著功率的加大，以上功率母線就不適合了，會帶來一些問題，大功率變頻電源的功率器件在開關過程中，由于從直流儲能電容至IGBT器件之間的直流母線上的寄生電感和IGBT模塊自身電感的影響，會產生很高的尖峰電壓，這種尖峰電壓會使器件過熱，甚至有時使IGBT

失控并超過器件的額定安全工作區而損壞。因而，必須將開關過程中產生的尖峰電壓限制在允許范圍內。降低尖峰電壓一般有2種方法:一是通過增大柵極驅動電阻來減小di/dt，但選擇合適的柵極驅動電阻很困難，若驅動電阻太大，導致dv/dt減小，開通時間和關斷時間延長，增加了開關損耗;二是減小直流回路功率母線的分布電感。由于上述幾種功率母線都存在著不同的缺點，為此采用迭層功率母線。

層疊直流母線可以非常有效地減小回路的寄生電感。此種結構是指將多層銅板疊放在一起，層與層間使用絕緣導熱材料制成的薄膜隔離，并粘合封裝到一起的一種直流電容和功率器件連接結構。它具有的優點有:

(1)減小電感。扁而平的并行導體可以有效減小自感，而且層疊銅板中流過相反方向的電流，可以很大程度地抵消產生的磁場，減小寄生互感;

(2)增大導電面積，減小阻抗;

(3)降低成本，提高可靠性。工業應用中，母線排可以統一批量生產，其整體的結構減少了繁瑣的連線，根除了接線錯誤。可以使電力電子裝置具有更簡潔堅固的結構，更可靠的性能。大量生產時更可降低裝配的人工成本;

(4)EMI屏蔽性能。IGBT器件一般都安裝在母線排的一側，銅板不僅可以改善電壓電流波形，減少EMI的根源，而且對電磁輻射干擾也有很好的屏蔽作用;

(5)改善熱特性。呈平板形狀的銅層以及層與層之間的導熱材料對于產品的熱傳導性能，通風情況都有很大改善，為產品熱設計提供方便。

功率器件開關動作時的電壓電流應力和主回路中的寄生電感有著非常大的關系。IGBT處理一定的di/dt時，產生的電壓尖峰是和寄生電感大小成比例的，而且di/dt自己也受到寄生電感的影響。在功率器件工作在感性負載下且器件開通時，意味著其對應的反并二極管關閉，二極管表現反向恢復特性，在此期間較大的電流從二極管中通過，對應著就產生電壓尖峰。此電壓尖峰可以導致很惡劣的問題，如造成器件過壓，增加輸出諧波，產生嚴重EMI源等，通常是我們著力想要避免的。通過調整選擇合適的門極驅動電阻可以控制器件的開通速度，驅動電阻選得大一點，開通速度就慢一些，二極管的反向恢復問題可以得到相應的抑制，但同時也會導致功率期間更大的交換損耗。合理選取驅動電阻的大小可以得到一個比較折中的結果。但是器件的關斷時間受驅動電阻的影響不大，電壓電流尖峰就直接決定于外部參數(寄生電感/電容)，寄生電容主要取決于功率器件內部結構，寄生電感則取決于器件外部導體的排列情況。所以為了提高系統的性能，保證系統的可靠性，減小開關過程中產生的電應力，必須盡可能地減小線路中的寄生電感。可以通過在線路中增加吸收電容來減小系統開關管中產生的浪涌電壓，但是這無疑增加了系統的成本;而采用層疊式直流母線可以直接減小系統中的寄生電感，為減小浪涌電壓提供了一個比較好的解決方案。

系統中直流母線端需要有3塊銅板來做直流母線:一塊作為直流端的正極P;一塊作為直流端的負極N;另一塊為直流端的零線端O，和負載端的中線相連。它們相互間的結構示意圖如圖1所示。在三相負載比較平衡時，零線O端基本上沒有電流流過，僅僅是一有厚度的銅板，這樣可以把P端和N端的電磁輻射和干擾屏蔽掉，保證IPM模塊的正常工作。

2 吸收電路的改進

通常，對于變頻電源C、E間的過壓一般采用如圖2所示的電路，安裝緩沖電路抑制集電極、發射極間過電壓。小功率用圖2a和圖2b組合，中、大功率用圖2a和圖2c組合，但隨著變頻電源功率進一步加大，這種組合就不適合了。以下做簡要分析。

在圖3中，Vce起始電壓的毛刺ΔV1是由緩沖電路的寄生電感LS和緩沖二極管的正向恢復引起的。其主要部分取決于寄生電感LS:

其中di/dt為關斷瞬間或二極管恢復瞬間的di/dt。di/dt最差情況接近0.02×ICA/ns，如果ΔV1的限值已經確定，緩沖電路的最大允許電感量可由di/dt估算。

假如IGBT的工作峰值電流ICM為800 A，若ΔV1限制在150 V，則最差情況的di/dt約為:

由計算可知，大功率的IGBT電路需要極小電感量的緩沖電路。隨著IGBT電流的增大，C、E的距離不斷變大，所用緩沖電容和緩沖器電阻也越來越多，緩沖電路的PCB板也變得很大，緩沖電路的寄生電感很難做到十幾 nH以下，ΔV1限制在150 V就比較難，有可能會超過500 V以上，造成過壓，損壞IGBT。

綜上分析，超過600 A的IGBT使用緩沖電路有可能還不如不用緩沖電路的效果好。若緩沖電路設計不好，可能會增加尖峰電壓。因此我們去掉緩沖電路板，只在C、E上并聯無感電容，再加上使用迭層功率母線。實踐證明這種方式安全可靠。

3 過流保護的改進

圖4為新的IGBT過流保護方法示意圖。新的過流保護方案和以前IGBT的過流保護方法相同之處是仍然采用分散過流保護與集中過流保護相結合的方式。不同之處在于:一是新方案采用霍爾傳感器，而不是用磁電流互感器;二是用霍爾傳感器檢測變壓器原邊電流，而不是輸出電流;三是在分散過流檢測通道串入快速光電耦合器，利用分散過流保護通道，響應集中過流信號的要求，利用驅動模塊內部的過流保護電路對IGBT實施軟關斷，而不是硬關斷。

比較器A的第二腳接變壓器原邊電流轉換的電壓值，O1為快速光電耦合器HCPL4504，其輸出三極管與快恢復二極管相串聯。當變壓器原邊電流沒有超過設定的閾值時，無集中過流信號，此時光耦的輸入側二極管處于導通狀態，在分散過流檢測通道中串入的光耦不會影響分散過流保護功能;當變壓器原邊電流超過設定的閾值時，產生集中過流信號，此時光耦的輸入側二極管迅速關斷，快速光耦的輸出側三極管迅速關斷，M57962的1腳將懸空，此時IGBT如果仍處于導通狀態，則驅動模塊內部的過流保護電路就會動作，對IGBT實施軟關斷保護。這樣，不論分散過流保護還是集中過流保護，都能對IGBT實施軟關斷保護，防止過大的關斷電壓對IGBT造成損壞。

4 結語

通過以上的技術改進，110 kW大功率伺服驅動器可以安全可靠地工作，在實際應用中取得了良好的效果，對以后更大功率伺服驅動器的設計奠定了堅實的基礎。

［1］林正，鐘德剛，陳永校，等.同步型永磁交流伺服系統控制技術評述［J］.微電機，2005(38).

［2］李永東，梁艷.高性能交流永磁同步電機伺服系統現狀［J］.自動化控制系統，2007(8).

［3］劉嘉亮.交流永磁同步電動機伺服系統［J］.電機與控制應用，2006(3).

［4］劉亮喜.無刷直流電動機原理及其應用［J］.技術培訓資料，2000(10).

［5］李可，米婕.基于DSP的永磁同步電機的控制［J］.河南紡織高等專科學校學報，2007(4).