新型并列式混合勵磁無刷直流電機結構原理及其磁場調節特性

耿偉偉 張卓然 于 立 嚴仰光

（南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

1 引言

混合勵磁電機內部存在永磁和電勵磁兩個磁勢源，其有效結合充分發揮永磁電機和電勵磁電機兩者的優勢。因此，混合勵磁電機的高功率密度和寬的磁場調節范圍等突出優點使其在電動汽車和航空電源系統中有著重要的應用前景[1]。

現有混合勵磁電機結構拓撲多樣，大致可以分成以下兩類：串聯混合勵磁和并聯混合勵磁[2]。結構簡單，電機內部整體氣隙磁場可調是串聯混合勵磁電機的主要優點；而并聯混合勵磁電機基本都具有勵磁調節效率高的優點。文獻[3]對比分析了串聯雙勵磁電機和并聯雙勵磁電機開路氣隙磁場調節能力。由于串聯混合勵磁電機內部的電勵磁磁通需要穿過磁導率相對較低的永磁體，因此串聯混合勵磁電機的勵磁效率一般要低于并聯混合勵磁電機。當永磁體和電勵磁繞組都安裝在定子上，有利于實現并聯混合勵磁電機的磁場調節。

并列式混合勵磁電機的研究越來越受學者們的關注，文獻[4-7]提出和研究了不同的新型并列式混合勵磁電機結構拓撲。文獻[8]提出了一種并列式混合勵磁交流同步發電機，由永磁同步電機和電勵磁同步電機并列組合而成，然而其采用交流勵磁，勵磁控制復雜，勵磁效率相對較低。文獻[9]研究了一種并列式混合勵磁雙凸極電機，包括電勵磁雙凸極和永磁雙凸極兩個部分。這些都屬于并列式混合勵磁電機的典型拓撲結構，容易實現雙向勵磁調節是這些混合勵磁結構拓撲的主要優勢。

電勵磁雙凸極電機（DSEM）可靠性高，勵磁無刷，但功率密度相對較低，重載時電樞反應嚴重。永磁同步電機（PMSM）由于其高功率密度和高效率而被廣泛應用在工業生產中，但內部磁場難以調節。考慮在永磁同步電機的基礎上引入電勵磁雙凸極電機從而實現整個電機內部磁場的靈活調節，本文提出了并列式混合勵磁無刷直流電機（PHE-BLDCM），是永磁同步電機和電勵磁雙凸極電機兩部分的有效組合，力求在繼承永磁同步電機高功率密度優勢的基礎上，利用電勵磁雙凸極電機磁場可調的特點克服永磁同步電機電樞繞組磁通難以調節的缺點，實現一種結構簡單，勵磁無刷的混合勵磁電機結構拓撲。本文給出了并列式混合勵磁無刷直流電機有效結構和設計原則，并仿真分析了該混合勵磁電機的磁場分布和輸出電壓調節能力。

2 并列式混合勵磁無刷直流電機結構和原理

圖1給出了并列式混合勵磁無刷直流電機的基本結構，左半部分是電勵磁雙凸極電機部分，右半部分為永磁同步電機部分。兩部分定子安裝在同一機殼內，轉子同軸安裝旋轉，勵磁繞組安裝在電勵磁雙凸極電機部分的定子上。兩部分共用一套電樞繞組，混合勵磁電機電樞繞組總的感應電動勢是電勵磁部分和永磁部分兩者感應電動勢之和。另外，兩部分磁路相互獨立，電勵磁部分無附加氣隙，勵磁效率高。如圖1所示，盡管兩部分之間軸向間距氣隙大，磁阻大，兩部分磁路相互獨立，但是穿過整個電樞繞組的磁通是永磁磁通和電勵磁磁通之和。如圖 2所示，空載時永磁磁通φpm保持恒定，電勵磁磁通φem可以通過勵磁電流來調節大小和方向，整個混合勵磁電機的磁通可以表示為

圖1 并列式混合勵磁無刷直流電機結構Fig.1 Structure of the PHE-BLDCM.

圖2 電樞繞組磁通調節基本原理Fig.2 The basic principle of flux regulation of the armature windings

因此，決定混合勵磁無刷直流電機磁場調節范圍的關鍵參數在于對電勵磁磁通φem這一變量的設計。為了說明并列式混合勵磁電機的磁場調節范圍，定義參量Kψ。

式中，ψmax和ψmin分別是每匝線圈總磁鏈的最大值和最小值。

另外，每匝線圈的總磁鏈可以表示為

式中，ψpm和ψem為每匝線圈的永磁磁鏈和電勵磁磁鏈。

空載條件下，ψpm基本不變，ψem隨著勵磁電流變化而變化，則并列式混合勵磁無刷直流電機實現雙向勵磁調節，ψmax和ψmin可以表示為

式中，ψemmax為ψem的最大值。

通常，設計并列式混合勵磁無刷直流電機，需要通過調節電勵磁和永磁勵磁兩部分鐵心長度從而使ψemmax=ψpm。因此，根據以上各式可以得出Kψ趨向于無窮大。設計并列式混合勵磁無刷直流電機的關鍵點在于能否通過調節電勵磁部分勵磁電流來抵消永磁部分的磁場，實現電機內部繞組短路故障時的高效滅磁。當電勵磁磁鏈ψem反向最大時，每匝線圈感應電動勢幅值接近為零，以此限制線圈短路時繞組回路的短路電流。

3 組合條件及基本約束關系

不同類型電機并列組合的難點在于不僅要滿足磁場調節要求同時也要充分發揮兩部分電機的最大優勢。因此本文重點研究兩種不同類型電機基本組合方案，同時優化設計雙凸極電機相電動勢波形滿足其與永磁同步電機相電動勢波形的高效疊加。另外，兩種繞組結構形式的設計都能確保電機故障滅磁功能。

3.1 兩部分定轉子典型組合結構

并列式混合勵磁電機的結構拓撲組合的基本條件主要是保證兩部分電樞繞組實現直接串聯。總體上，實現兩類電機的并列組合，永磁同步電機的結構必須與電勵磁雙凸極電機的結構合理匹配。

（1）由于電勵磁雙凸極電機的電氣頻率為f=npr/60，pr是轉子極數；因此電勵磁雙凸極電機的轉子極數必須和永磁同步電機的轉子極對數相同，從而確保兩部分的電氣頻率相同。

（2）一般的永磁同步電機的定子齒數是電勵磁雙凸極電機定子極數的2倍。

（3）兩部分電樞繞組都采用集中繞組分布形式。例如，以傳統三相電機為例，當電勵磁雙凸極電機結構為3N/2N（N為大于1的整數）極結構，對應的永磁同步電機相應的為6N槽/4N極結構。

如圖3所示是三相并列式混合勵磁無刷直流電機兩部分的截面圖。圖3給出了兩種不同的永磁同步電機結構：圖3a是3相24槽/8對極，雙層集中繞組永磁同步電機截面圖；圖3b是3相24槽/8對極結構，單層集中繞組不等齒寬永磁同步電機截面圖。圖3c是與永磁同步電機對應的3相12/8極結構電勵磁雙凸極電機截面圖。如圖所示，三相電樞繞組相位和空間位置分布相同，如永磁同步電機的三相定子齒Ap, Bp, Cp分別對應雙凸極電機的三相定子極Ae, Be, Ce。以A相為例，定子齒Ap和定子極 Ae分布在同一機械角位置，根據兩類電機的電動勢星形圖，定子齒Ap和定子極Ae的相位也相同，因此，兩部分電樞繞組可實現直接串聯。圖 4是三相并列式混合勵磁無刷直流電機三維結構圖，其由圖3a永磁同步電機和圖3c電勵磁雙凸極電機組合而成。

圖4 三相并列式混合勵磁電機Fig.4 General view of the three-phase PHE-BLDCM

3.2 相電動勢波形優化

每相電樞繞組穿過永磁同步電機定子齒和電勵磁雙凸極電機的定子極，每相電樞繞組感應電動勢是永磁部分和電勵磁部分的電樞繞組感應電動勢總和。當電勵磁磁通變化方向和永磁磁通變化方向一致時，電樞繞組內部電勵磁感應電動勢和永磁感應電動勢方向相同，屬于增磁狀態；反之電樞繞組內部電勵磁感應電動勢和永磁感應電動勢方向相反，屬于弱磁狀態。然而，傳統永磁同步電機的相電動勢波形不同于電勵磁雙凸極電機的相電動勢波形，因此為了保證兩部分相電動勢波形高效疊加，需要深入研究兩部分相電動勢波形優化方案。

傳統永磁同步電機的相電動勢波形為正弦波或梯形波，而雙凸極無刷直流電機轉子極弧等于定子極弧時輸出功率較大[10]，但此時其相電動勢波形半個周期內前后不對稱，與永磁電機的梯形波電動勢存在顯著差異。圖5a所示為12/8極電勵磁雙凸極電機不同轉子極弧對相磁鏈的影響，隨著轉子極弧的增加，磁鏈最大值減小，最小值增大，磁鏈最大值處臺階減小；圖5b所示，隨著轉子極弧的增大，相電動勢波形近似梯形波，但幅值略有下降。永磁同步電機采用集中繞組分布方式，相感應電動勢近似梯形波，如圖5b所示。比較不同轉子極弧下電勵磁雙凸極電機的相電動勢波形和永磁同步電機相電動勢波形，轉子極弧為20°為宜，永磁同步電機部分和電勵磁雙凸極電機部分的相感應電動勢波形近似，因此兩部分感應電動勢疊加更加高效合理。因為兩部分感應電動勢波形近似梯形波，該并列式混合勵磁電機比較適合作為直流電動機或發電機。

圖5 雙凸極電機轉子極弧對輸出特性的影響Fig.5 The influence of rotor-pole width on phase flux and EMF waveforms of DSEM

3.3 繞組形式

以圖4中三相并列式混合勵磁無刷直流電機為例，本文設計了兩種電樞繞組連接方案。對于多相電機繞組設計基本遵循三相電機原則。

當永磁同步電機采用圖 3a所示傳統等齒寬定子結構，并列式混合勵磁無刷直流電機繞組采用如圖 6a所示結構。當永磁同步電機的定子為如圖 3b所示不等齒寬結構時，如圖6b所示繞組結構比較適合。如圖6b所示，電樞繞組每匝線圈間隔一個定子齒嵌線，寬齒繞線，窄齒作為容錯齒，相與相之間物理隔離和電氣隔離。由于電樞繞組每匝線圈穿過永磁同步電機的定子齒和電勵磁雙凸極電機的定子極，穿過電樞繞組的磁通由電勵磁磁通和永磁磁通兩部分組成，因此調節電勵磁部分的勵磁電流可以有效調節整個電樞繞組的磁通。更重要的是，當并列式混合勵磁無刷直流電機內部繞組發生短路，通過勵磁電流的調節實現反向弱磁，可以抵消永磁部分磁通，從而實現整個電機的短路故障滅磁。

圖6 三相并列式混合勵磁無刷直流電機電樞繞組Fig.6 The armature winding connections of the three-phase PHE-BLDCM

4 有限元仿真分析及其輸出特性驗證

并列式混合勵磁無刷直流電機由電勵磁雙凸極電機和永磁同步電機兩部分組成，兩部分磁路相互獨立，考慮到二維有限元仿真效率更高，分別建立永磁同步電機和電勵磁雙凸極電機的仿真模型，深入研究兩部分各自的輸出特性。下表給出了永磁同步電機和電勵磁雙凸極電機兩部分的關鍵結構參數。

表 并列式混合勵磁電機關鍵結構參數Tab. The key parameters of prototype machine（單位：mm）

圖 7a給出了空載下永磁同步電機部分的相電動勢波形；圖7b所示為電勵磁雙凸極電機空載下不同勵磁電流相電動勢波形。兩部分相電動勢波形都是梯形波，從而保證相電動勢波形的高效疊加，如圖7c所示為兩部分相電動勢波形疊加結果。從圖中可以看出，通過調節勵磁電流的大小和方向，可以實現整個直流電機相電動勢的增大或減小。當勵磁電流為-10A，相電動勢幅值接近為零。

圖7 轉速6 000min相電動勢波形Fig.7 The phase voltage waveforms at 6 000 rmin

為了進一步研究驗證并列式混合勵磁無刷直流電機輸出特性及磁場調節能力，建立并列式混合勵磁電機的三維有限元模型，并對其進行了仿真研究，圖8所示為3D有限元網格剖分。

圖8 3D有限元網格剖分Fig.8 3D grid mesh

研究分析并列式混合勵磁無刷直流電機基本輸出特性，作為三相無刷直流發電機在軟件Maxwell3D里建立模型進行場路耦合分析。通過三相全橋整流電路與發電機三相電樞繞組連接，實現整流輸出直流電壓。

如圖9所示為不同勵磁電流下轉子位置不變，軸向氣隙磁通密度分布圖，盡管永磁同步電機部分氣隙磁通密度基本保持不變，電勵磁雙凸極電機部分的氣隙磁通密度通過勵磁電流的調節容易，因此整個并列式混合勵磁無刷直流電機的平均氣隙磁通密度隨著勵磁電流的變化而變化。

圖9 不同勵磁電流下軸向氣隙磁場分布Fig.9 Axial air-gap flux density distributions with different DC excitation currents

圖 10給出了轉速 6000r/min時不同勵磁電流下，相繞組磁鏈波形。當If＞0, 對比勵磁電流為零時，相磁鏈增大，屬于增磁狀態；反之，If＜0，相磁鏈減小，屬于弱磁狀態。從圖中可以看出雙向勵磁調節作用明顯，相電壓可以通過勵磁電流有效調節。此外，相磁鏈并非像傳統混合勵磁電機可以完全弱磁到零，而是固定在某一恒定值，相應的相感應電動勢為零，其主要是雙凸極電機部分磁鏈單極性脈動原理決定的。

圖10 不同勵磁電流相磁鏈Fig.10 The phase flux linkage with different excitation currents

當勵磁電流5A，轉速 6000r/min，空載時并列混合勵磁無刷直流電機三相感應電動勢如圖 11所示。A、B、C三相感應電動勢波形對稱，且各相近似梯形波。

圖11 勵磁電流5A時三相感應電動勢波形Fig.11 Three-phase EMF waveforms at excitation current 5A

如圖 12所示給出了并列式混合勵磁無刷直流電機在轉速6000r/min時的空載特性。

圖12 并列式混合勵磁無刷直流電機空載特性Fig.12 Output voltage versus excitation current定義電壓調節系數λ為

式中，U為直流輸出電壓；U0為直流勵磁電流為0時輸出電壓。

當勵磁電流從-10A到 10A變化時電壓調節系數從-79%到+84%。

圖13是勵磁電流10A，轉速6000r/min時并列式混合勵磁無刷直流電機以及永磁部分和電勵磁部分的負載特性曲線。并列式混合勵磁無刷直流電機的電壓調整率在永磁部分和電勵磁部分之間。整個混合勵磁電機輸出功率是永磁部分和電勵磁部分的總和，最大輸出功率達19.8kW。

圖13 并列式混合勵磁無刷直流電機負載特性Fig.13 Output voltage versus load current

5 結論

本文探索研究兩種不同類型無刷電機組合以構成新型混合勵磁無刷直流電機的可行性和運行特性。給出滿足電機氣隙磁場可調和繞組短路故障滅磁要求下的兩類電機組合原理和約束條件，主要包括永磁同步電機與電勵磁雙凸極電機定、轉子槽/極數的匹配原則，電樞繞組串聯結構形式以及電勵磁雙凸極電機的轉子極弧設計方法。通過二維有限元法研究了兩種電機的電壓波形和相互疊加的效果，證明了兩類電機并列組合的可行性和合理性。進一步建立三維有限元模型，分析結果表明并列式混合勵磁無刷直流電機具有良好的雙向勵磁調節性能和寬廣的氣隙磁場調節范圍。其繼承了永磁同步電機和電勵磁雙凸極電機的優勢，具有無刷勵磁，轉子結構簡單可靠，勵磁調節能力好，功率密度相對較高等特點。

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