調頻廣播發射機功率合成器

陜西如意廣播電視設備有限公司研發二部 鄭 誠

現代廣電行業發射機已經全面使用晶體管，場效應管作為功率產生核心器件，無論是中波、調頻還是電視發射機。相對于上一代的電子管發射機，現代全固態發射機有多放大管同時工作，損壞單管不會影起整機發射功率失能，即提供了良好的功率冗余性，但是因為是多數量、小功率的功放模塊同時工作，所以功率的合成將是復雜的。

理論上功率的合成電路與分配電路是可逆的，具有互易性，因此本文的重點將以功率的合成為中心展開討論。本文將講述88～108MHz頻率段應用的微帶線功率合成器，此理論在電視頻段也廣泛應用。

以每個末級模塊300W為例，一臺10kW發射機若只以功率的數字累加計算，也需40個功放管！如何將如此龐大數量的功放功率合成起來是發射機必須解決的問題。本文將以功率的合成技術為中心進行簡要論述。

1.設計功率合成器的先決條件

設計功率合成器時必須滿足各端口的輸入阻抗，輸出阻抗匹配要求的系統阻抗。在很好的滿足阻抗匹配的條件情況下，不僅各端口的阻抗會非常接近設計要求的阻抗，更重要的是端口之間的隔離度會到達非常高的數值。在合成器的最佳阻抗頻率匹配點，隔離度理想狀態下能達到-40dB。而我們認為可以滿足實際使用的隔離度達到-26dB就可以使用，-30dB就滿足國標。隔離度代表一個輸入端口的功率泄露到其他輸入端口的成度。

10log其他端口的泄露功率/輸入功率=隔離度。而26dB理論上達到1/400以下，但實際在此條件下功放開滿功率時，就比單獨放大后接負載發熱量明顯升高，長期工作已可能會損壞或影響功放模塊的壽命。

2.N路功率合成器的工作原理

以圖1是N路功率合成器的結構圖，Z0代表以微帶線或帶狀線組成阻抗變化節，Rs代表輸入電阻，RL代表匹配負載，Zo代表阻抗變換節的特性阻抗，λg代表中心頻率波的電長度，Rj是N路平衡隔離電阻。在各支路信號同幅，同相，同頻下分析如下。

假如Rs≠RL，各枝節的阻抗變換節的特性阻抗應為：

圖1 N路功率合成器的結構圖

以上阻抗變換節的知識被廣泛應用，現將它的由來稍作分析并由此推得Rj的值。當各輸入端分別有同幅同相的信號輸入時，Rj的值起到端口隔離的作用，各端口匹配的中心頻率點上，Rj是沒有損耗的。但是一旦一端信號為零，另一端仍有信號，Rj上必有功率損耗，并且這時它起著讓輸入端匹配的作用，即平衡作用。

以兩端口的合成為例：假設信號在端口3為零，相當于端口3對地短路，經過阻抗變換節，它將使與它相連的阻抗變換節另一端的阻抗呈現無窮大！這是微帶線最基本的阻抗變換特性。這時相當于圖2的電路。

圖2

端口1的阻值50Ω經由特性阻抗為70.7的阻抗變換節將變為100Ω。這時將出現兩個100Ω的阻值并聯出現在端口2的情況，這時正好滿足端口P2的匹配要求。只不過功率將有一半到Vc，另一路消耗在平衡隔離負載了。

這就是為什么即使20dB的隔離度，各支路端口的阻抗仍舊與系統阻抗相差無幾，因為平衡負載使端口的阻抗匹配了，但當兩路功放正常，功率合成在20dB的隔離度的情況下，功放已無法大功率工作。

N路合成時M(N≥M)路工作的電路分析類似上述的開路短路法，也很容易得出功率消耗在平衡隔離負載上的通式，并且很容易得出Rj=Rs，下式中oP為每一臺放大器輸出功率。且M臺放大器共給負載電阻RL(=Rs)的功率PL(M)為：

以上結論已有很多文章進行過分析，在此不作過多的解釋。

3.N路合成器的優點及缺點改善

在實際電路中N路合成器的優點是N路中的一路壞掉的情況下，其它功放仍能正常工作，不影響端口匹配，機器仍有功率輸出。但是這種多路合成一路的方法在輸入阻抗不變，合成輸出口阻抗不變的情況下，隨著路數的增加，勢必需要阻抗變換節的特性阻抗越變越大以滿足匹配需要，這最終使合成器的帶寬變窄，功放功率合成難于實現。而我們實際使用中往往需要機器能工作在較寬的頻率下，以滿足多機備用一機的情況。在理想的二支路合一的情況下，即圖1中n=2，各支路端口用2，3表示，Rs輸入阻抗為50Ω，總端口1的輸出阻抗RL也為50Ω，阻抗變換節算得特性阻抗為70.7Ω，中心頻率點設計為100MHz，電路如圖3所示。

圖3

它的S參數指標如圖4所示：

圖4 S參數指標

我們做一個改進型的合成器如圖5所示：

圖5 改進型的合成器

采用阻抗變比小的多節阻抗變換節構成的合成器后，從圖6測試結果dB(S(2，3))來看完全滿足了要求，并且dB(s(1，1))也得到了很大改善。雖然dB(s(2，2))指標變差，但是它仍在-40dB以上，完全能滿足使用要求。

圖6 測試結果

以上給出的模型是在100M的中心頻率以所有指標最佳得出的，下面再給出兼88～108M帶內最差指標最佳的模型。將圖6中TL1，TL2變為84.74Ω，TL3，TL4變為60.31Ω，R1變為89.14Ω，R2變為252.38Ω，則指標變化如圖7所示。

圖7 指標變化

可見這里沒有絕對的阻抗匹配最佳點，但是若論帶內情況，它的指標是無可挑剔的。作為大功率的器件，平衡電阻的值目前都是依據100Ω平衡隔離電阻的理論制作的，若滿足最差指標最佳寬帶模型想要制成產品必須訂制特殊阻抗的平衡隔離電阻。并且對所有合成器來說，即使是100Ω的平衡隔離電阻存在，但是隨著瓦數的增加，對散熱需求增加，平衡隔離電阻將越做越大，對地的容性將越來越不可忽視。要想得到滿意的指標，阻抗變換節必須做出調整以抵消容性帶來的影響，并且每個廠家生產的平衡電阻對地容性沒有一個標準，也就是說合成器只能在某一廠家的某一型號參考進行設計，在最糟情況下平衡隔離電阻實際不可僅根據數值進行替換。

圖8 圖3模型的等效替換

圖8是圖3模型的等效替換，可以有效解決合成器的平衡隔離電阻問題，因為電阻R1，R2是相對于地制作的，它沒有對地電容的存在，并且將R1，R2通過50Ω電纜引出是非常易于實現的，但是它的帶寬仍然跟圖4的指標一樣。

以上的應用主要針對同幅同相的多路信號合成與分配。在實際中基于正交的3dB合成器也比比皆是，但是正交的合成器隔離度實際不可能會高出35dB，如果高出必有一端口實際的S參數不滿足要求。實際上總口輸出阻抗不匹配，對兩輸入口的影響也各不相同，不像以上的同相多支路合成器有一至的影響。我們只在此稍作提及。