減小占空比丟失磁集成結構的單相升壓逆變器研究

蔣贏， 潘三博， 張希， 李建國， 胡鵬

（1.上海電機學院 電氣學院，上海 200240;2.上海交通大學機械與動力工程學院，上海 200240）

0 引言

目前，在智能電網尤其在微網環境中，分布式發電系統的作用將越來越重要［1－3］。在小型戶用分布式發電系統中，逆變器是整個系統最核心、最重要的設備［4－9］。由于各種微電源（風能、太陽能、蓄電池等）一般電壓等級較低，逆變器要具備升壓的功能，并輸出符合市電要求的交流電以并網或直接供給本地負載。逆變器的研究一方面研究逆變器的拓撲及其控制策略等方面;另一方面要求逆變器具備高功率密度，即體積小，重量輕，因太陽能、風能、燃料電池等環節單獨配備逆變器，可使分布式發電系統各種微電源實現即插即用，快速方便并入和撤離系統，且整個系統設計靈活。因此，高功率密度逆變器是現在的主要研究方向。

為提高逆變器的功率密度，就要盡量減少變換器中體積和重量最大的磁件的數量和體積，而采用磁集成結構的逆變器使逆變器中電感和變換器等磁件從結構上集成在一個磁件上，從而提高逆變器功率密度［10－14］。此外，設計良好的磁集成結構還能改善逆變器電氣性能。因此，最近已經開始有研究人員將磁集成技術引入到分布式發電系統電力電子變換器中，如文獻［15］中將磁集成技術用在蓄電池、超級電容等混合儲能分布式發電系統變換器中;文獻［16］中將平面磁集成技術應用在燃料電池分布式發電系統雙向變換器中。

本文提出在基于移相全橋電路的逆變器拓撲結構上，將倍壓整流側的雙濾波電感和高頻變壓器集成在一個磁芯上，即通過所提出的磁集成結構來提高功率密度。在減少磁件數量和體積的同時，所提出的集成磁件還能改善電氣性能，即在保持濾波電感濾波功能和高頻變壓器升壓功能的基礎上，還能通過電感間的耦合作用快速降低循環電流，進而減少占空比丟失，減少諧波含量，保證輸出交流電質量。本文先分析了集成磁件的結構，并分析了基于集成磁件的逆變器工作原理，最后通過實驗樣機進行實驗驗證。

1 基于分布式發電系統的升壓逆變器

圖1所示為帶有升壓逆變器的分布式發電系統，風能、太陽能、蓄電池等單獨配備升壓逆變器，再供給到電網或本地負載。相較統一的逆變器而言，某一風能、太陽能、蓄電池等的撤離和并入系統都非常容易，不需停掉整個系統，系統設計靈活方便。因此，為滿足這一性能特性，要求逆變器具備高功率密度。圖2所示為本文所提出的逆變器，可將風機、光伏電池、蓄電池等48VDC電壓升壓逆變輸出為220VAC的部分。

圖1 帶有升壓逆變器的分布式發電系統Fig.1 Distributed generation system with step-up inverter

圖2 本文所提的升壓逆變器Fig.2 The proposed step-up inverter

2 雙電感和變壓器磁集成結構的數學模型

圖3（a）所示為雙電感和變壓器的集成磁件磁芯結構，磁芯采用EE型磁芯，左柱上濾波電感Lf1繞組所產生的磁通為φLf1，右柱上濾波電感Lf2繞組所產生的磁通為φLf2，φT為變壓器產生的主磁通，濾波電感磁通φLf1和φLf2相互增強，為分析方便，變壓器副邊電壓電流方向按關聯方向選取。其中，iLf1、iLf2、iP和iS為濾波電感電流以及原副邊電流;NP和NS為原副邊匝數，NLf1和NLf2為左右兩個磁柱電感繞組匝數，匝數相等，令 NLf1=NLf2=NLf;Rm1、Rm2和Rm3為左右兩個側柱和中柱的磁阻，且三柱取相同氣隙，則 Rm1=Rm2=2Rm3。根據圖 3（b）磁路圖，φLf1、φLf2和φT可表示為

根據電磁感應定律，集成磁件中的電感電壓VLf1和 VLf2，可表示為

將式（1）代入式（2），即可得到集成磁件中電感的數學模型為

其中，Lf1和Lf2為電感的自感，MLf為電感間的互感，kT為變壓器原邊電壓對電感電壓的系數，且分別表示為

通過式（3）集成磁件中電感數學模型可得出，集成后的兩電感為磁通互相增強的耦合電感，除受自感和互感影響，也受變壓器原邊電壓影響，當原邊電壓和kT較小時，集成磁件中的電感數學模型也可簡化為普通耦合電感數學模型。

圖3 耦合電感的磁芯結構Fig.3 Magnetic core structure of coupled inductors

同理，根據電磁感應定律，集成磁件中的變壓器原副邊電壓VP和VS為

結合式（1）和式（5）進行分析，即可得到集成磁件中變壓器的數學模型為

其中，im為集成后變壓器的激磁電流，LP為變壓器原邊電感。激磁電流相對帶載時的原副邊電流較小，為方便變換器工作原理可忽略不計，即集成磁件中的變壓器原副邊電壓和電流滿足基本的匝比關系，即分析變換器電氣性能時，可按照傳統變壓器模型來分析。

3 基于磁集成結構的逆變器工作原理

3.1 逆變器DC/DC級開關模態和減小占空比

圖2（b）所示為本文提出的升壓逆變器，分析工作原理前作如下說明：1）集成磁件中電感數學模型按式（3）來分析，變壓器數學模型可按傳統模型來分析，可令VP/VS=iS/iP=1/n;2）Vin為輸入直流電壓，開關管 S1－4和 Q1－4為理想開關管，其中 D1－4為S1－4反并聯二極管，VS1－4為開關管 S1－4的驅動電壓;3）二極管Dr1－2和電容 Cr1－2構成倍壓整流電路，Cr1=Cr2，電容電壓為 VCr1－2，倍壓整流后電壓為VDC，且 VDC=VCr1+VCr2，且 VCr1=VCr2=VDC/2;4）輸出交流電壓為Vo。圖4所示為DC/DC級的高頻工作波形，其中，T=t5－t0，T為半個工作周期，DonT=t1－t0，Don為正弦半波調制占空比。在每個周期中，基于耦合電感的DC/DC級移相全橋電路共有6個開關模態，圖5給出了各個開關模態的等效電路圖，可作如下工作模態分析：

1）開關模態1［t0，t1）（圖5（a））。從t0到 t1，S1和S4開通，變壓器原邊電壓為Vin，副邊電壓為nVin。Dr1導通，副邊電感Lf1開始儲能，電感電流iLf1（t）給Cr1充電，Dr2截止，iLf2（t）=0，iLf1（t）=iS（t）。電感Lf1上電壓VLf1和原邊電流iP（t）可表示為

圖4 DC/DC級的高頻工作波形Fig.4 High frequency operational waveforms of DC/DC stage

2）開關模態2［t1，t2）（圖5（b））。在 t1時刻，S1關斷，S4仍然開通，iP（t）通過D3進行續流，則此期間開通S3，可實現S3的零電壓開通。由于D3導通，變壓器原邊電壓被嵌位為零，進而副邊電壓為零。電感電流iLf1（t）續流，Dr1導通，iLf1（t）給Cr1通電，Dr2截止，iLf2（t）=0。耦合電感 Lf1上電壓 VLf1和原邊電流iP（t）可表示為

3）開關模態 3［t2，t3）（圖5（c））。在 t2時刻，S4關斷，原邊電流iP（t）由反并聯二極管D2和D3構成回路。因此，此段時間內不管是否開通S2，電流逆向流向電源，所以電源無法通過S2和S3向負載正向傳遞能量，造成占空比丟失。因原邊電流通過二極管逆向流經電源，所以原邊電壓為－Vin，副邊電壓為－nVin，Dr1因iLf1（t）續流導通，Dr2因變壓器副邊電壓極性翻轉而導通。電感Lf1和Lf2上電壓可表示為

4）開關模態4［t3，t4）（圖 5（d））。在 t3時刻，iP（t）降到零，iLf1（t）=iLf2（t），iLf1（t）和 iLf2（t）繼續續流給Cr1和 Cr2充電，且 VLf1+VLf2=VCr1+VCr2=VDC。電感電壓和電流可表示為

5）開關模態5［t4，t5）（圖5（e））。從t4時刻起，iLf1（t）和iLf2（t）降到零，電感儲能釋放完畢。

6）開關模態6［t5，t6）（圖5（f））。從 t5時刻開始，下半周期開始，工作模態6和開關模態1分析相似。

圖5 各開關模態的等效電路Fig.5 Equivalent circuits of each modes

集成磁件減小占空比丟失主要在開關模態3。當t5時刻開通S2時，要求電源向負載傳遞能量，但如果原邊電流還沒降為零，依然通過D2和D3續流流進電源，無法使電源向負載正向傳遞能量，造成占空比丟失。而集成磁件的兩個電感由于有互感的引入，能使原邊電流逆向流進電源的這段時間內快速降為零，這主要因為此段時間內的等效電感由于互感引入而大大降低，即式（14）中的（Lf1Lf2－M2Lf）/（Lf2+MLf）和（Lf1Lf2－M2Lf）/（Lf1+MLf）。由于互感M的引入，Lf1Lf2－M2Lf變小，進而等效電感量減少，使iP（t）快速下降，從而減少占空比丟失。如果電感間的耦合為緊耦合的話，等效電感量理論上可為零。

3.2 逆變器DC/AC級工作原理

圖4所示的DC/DC級高頻工作波形中只給出了某一個移相區間的工作波形。為使倍壓整流側輸出正弦半波，占空比Don按照正弦半波規律進行調制，即通過移相的方式使S1和S4以及S2和S3的重合區間按照正弦半波規律變化，即如圖6所示。最終，Don經正弦半波SPWM移相調制，使倍壓整流側的兩個電容電壓VCr1和VCr2為正弦半波，因為VDC=VCr1+VCr2，則VDC為正弦半波電壓。DC/DC級輸出的工頻半波正弦電壓VDC經工頻逆變橋Q1－4產生交流電 Vo，即

由于逆變橋工作在工頻，且在過零點進行切換，開關損耗可忽略不計，且控制方式簡單可靠，控制成本低。

圖6 正弦半波移相調制Fig.6 Sinusoidal half wave phase shift modulation

4 實驗結果

本文實驗參數如下：直流電源輸入為48VDC，功率為120 W，交流輸出為220 VAC;DC/DC級的開關頻率為50 kHz，DC/AC級的開關頻率為50 Hz;Don按照正弦半波規律進行控制，最大值為0.75;Cr1=Cr2=0.47 μF。為進一步減少變換器中磁件的體積，將雙濾波電感和變壓器繞在一個EE型磁芯上，即采用鐵氧體EE52/28/20，中柱繞有變壓器繞組，NP=13，NS=58，左右兩側柱上繞有濾波電感，NLf1=NLf2=16，Lf1=Lf2=180 μH，互感 M=60 μH。

圖7給出了分立的耦合電感和變壓器以及耦合電感和變壓器三磁件集成的實物圖。圖7（a）為分立耦合電感和變壓器，共兩個磁芯，耦合電感的磁芯為 EI32/18/12，變壓器的磁芯為 EE42/21/20;圖7（b）為集成磁件，即耦合電感和變壓器集成在一個磁芯上，從而減少了磁件的數量和體積，因左右兩柱的最大磁密大于中柱磁密，所以集成磁件的磁芯比單獨的變壓器的磁芯大些，主要為了防止兩側柱磁飽和。如能專門定制磁芯，能進一步減小體積。

圖7 分立磁件和集成磁件的對比Fig.7 the comparison of discrete magnetics and integrated magnetics

圖8所示為在Don的最大值為0.7時DC/DC級的50 kHz工作波形。圖8（a）所示為Don為0.7時原邊電流iP波形和變壓器原邊電壓VP波形，可見在占空比較大時，由于濾波電感間的耦合作用，原邊電流快速下降，減少了占空比的丟失。圖8（b）所示為Don為0.7時電感電流iLf1和iLf2的波形，即起到了濾波作用，同時也在占空比丟失期間通過耦合的作用使電流快速下降。圖8（c）所示為倍壓電容電壓VCr1和VCr2的波形，由于 VCr1和VCr2的波形是交替上升和下降，于是疊加后的VDC（VDC=VCr1+VCr2）具有更小的紋波。

圖8 DC/DC級高頻工作波形Fig.8 High frequency operating waveforms of DC/DC stage

圖9所示為額定負載下，Don經正弦半波調制后的工頻50 Hz工作波形。圖9（a）所示為倍壓整流電路電容電壓VCr1和VCr2的波形，可見經Don按照半波正弦規律變化后，VCr1和VCr2均輸出半波正弦電壓，并保證VDC（VDC=VCr1+VCr2）達到倍壓的效果，提高直流側輸出電壓。圖9（b）所示為額定負載下輸出電壓Vo和電流Io的波形，正弦半波正弦電壓經DC/AC級逆變橋翻轉，輸出交流電，即輸出交流電壓有效值為220 V，負載電流有效值為0.5 A。額定負載下，經PM3000A電力分析儀測試，THD值為4.5%。電流波形畸變小，諧波低，輸出效果好。

額定負載下，為對比驗證分別測試了基于分立磁件和集成磁件的逆變器效率，如圖10所示。其中，分立磁件的最高效率為89%，集成磁件的效率低于分立磁件，這主要是由于集成磁件采用的是常規的EE型磁芯，如能根據磁密情況專門定制磁芯，能有效集成磁件的效率。

圖9 工頻工作波形Fig.9 Line frequency operating waveforms

圖10 逆變器效率Fig.10 The inverter efficiencies

5 結語

本文提出了一種基于減小占空比丟失磁集成結構的單相升壓逆變器。所提出的集成磁件減小了逆變器體積和重量最大的磁件的數量和體積，提高了功率密度。此外，集成磁件還能通過耦合作用快速消減原邊循環電流來減少占空比丟失，進而改善電氣性能。最后經實驗樣機驗證，該逆變器結構緊湊，THD值小，適用于分布式發電系統中各個可再生能源的逆變器，如風能、太陽能、燃料電池等，并為蓄電池等儲能環節的雙向逆變器提供參考，同時也可單獨應用于各個可再生能源發電系統。

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（編輯：張詩閣）