低壓動態補償裝置的檢測與控制優化

文 蕓，肖 凡，姚 鵬，范瑞祥，徐在德

（1.江西南昌供電公司，江西南昌 330006；2.湖南大學電氣與信息工程學院，湖南 長沙 410082；3.江西省電力科學研究院，江西南昌 330096）

0 引言

隨著大功率晶體管、功率場效應管及絕緣柵型雙極性晶體管等新型快速大容量功率開關器件的出現，結合瞬時諧波電流檢測方法的提出，先進的控制理論和PWM調制技術的快速發展以及高速、高性能微處理器和數字信號處理器等的出現，使得有源濾波技術得到快速的發展。有源電力濾波器在電網低壓側針對諧波抑制和無功補償得到大量實踐利用。

現運行的低壓動態補償裝置以并聯型有源電力濾波器為主，其主要針對系統負載側諧波電流進行補償，具有一定的無功補償能力。傳統的并聯型有源電力濾波器檢測環節主要以基于瞬時無功功率理論的p-q算法和ip-iq算法為主，進行諧波的全檢測。這樣的檢測方式不具有針對性，不能合理的分配有源濾波器的容量問題，存在容量浪費現象。特別是在裝有無源濾波裝置的負載側可能會導致有源濾波器發出的諧波電流大量流入無源補償裝置，導致無源補償裝置的過流等現象。

有源電力濾波器普遍采取電流電壓雙閉環PI控制，但PI參數整定后一般就不再變化，針對實時動態變化的負荷，則補償精度存在不足。本文在分析了傳統PI控制的基礎上，提出模糊PI控制器，適時的改變P，I參數，滿足系統響應迅速，且具有滿意的控制精度。

1 低壓動態補償裝置的原理分析及檢測優化

1.1 并聯型有源電力濾波器的結構

并聯型有源電力濾波器的主電路為PWM變流器，現今主要使用的為電壓源型結構。系統檢測電網負載側三相電流，通過分頻檢測計算出某一次或某幾次諧波電流值，同時加入直流側穩壓控制電流得到指令電流ic；再引入逆變器輸出電流作為反饋做差得指令電流△ic；最后由模糊PI控制器輸出PWM信號，完成對變流器的操作。

圖1 并聯型有源電力濾波器拓撲及系統構成

1.2 傳統的ip-iq檢測方法

諧波電流的檢測關系到實際補償效果的好壞，能夠準確快速的檢測系統中的諧波電流，是完成補償要求的基礎。傳統的諧波電流檢測和無功電流檢測主要以ip-iq算法為主，能夠檢測出負載側的所有諧波電流，且有較好的實時性。但缺點是不能體現出系統中某一次或者某幾次諧波電流的大小和含量，不能有針對性的進行諧波補償，使得有源電力濾波器的容量得不到較好的分配。

傳統的ip-iq算法以瞬時無功功率理論為基礎，通過坐標變換將檢測的三相電流轉換成兩相電流值ip，iq，通過低通濾波器得到基波的直流分量，最后經反坐標變換得到檢測電流的基波分量。其運算原理圖如下：

圖1 ip-iq算法原理圖

ea為系統電源側a相的電值；為基波分量；PLL為鎖相環；LPF為低通濾波器，C32,C分別為：

假設被檢測三相電流對稱，分別為：

式中：n=3k±1，k為整數（k=0時，只取＋號，即只取n＝1）。

式中n=3k+1時取上符號，n=3k-1時取下符號。

1.3 改進型的ip-iq算法原理

從對傳統ip-iq算法算法的分析可以看出，其計算出三相電流的基波正序電流值后與三相電流做差得到系統的諧波電流值和無功分量。這里的諧波電流包含了系統幾乎所有的諧波電流，含量比較復雜。而在實際的低壓補償裝置安裝處，負載的諧波電流往往以一次，或者幾次居多，而其它較高次諧波則含量很少，針對實際的補償情況，檢測出主要的諧波成分，進行滿足電網諧波要求的有針對性的諧波補償，可以節省并聯型有源濾波器容量，使其可以在允許范圍內考慮負荷無功缺失，進行一定量的無功補償，能實現對電能質量的優化控制。

圖2 改進型ip-iq算法原理圖

針對文獻[4]提出的任意次諧波電流檢測方法，進行簡化得到了這種改進型的ip-iq算法。如圖2所示，基于瞬時無功功率的ip-iq算法，檢測的電網電流經過變換矩陣C，低通濾波后得到k次諧波的有功和無功的直流分量，再反變換得到k次諧波分量。根據上述原則，若欲檢測某次（如k次）諧波電流分量，參考電壓矢量選為k次諧波電壓矢量即可，

此時的ip-iq變換及其逆變為

其逆變換為

圖中矩陣C為

當k=1時，檢測結果即為基波正序電流分量。k取不同的值即可檢測不同次數諧波分量，實現分頻檢測的改進ip-iq算法。

圖3 基于改進型ip-iq算法的并行檢測框圖

隨著DSP等高速數字處理芯片的適用，使得分頻檢測的實現變得更為簡單，圖3給出了基于改進型ip-iq算法的并行檢測框圖。可以針對具體情況有選擇性的增加或者減少需要檢測的諧波分量，其中：

與圖2中的C相似，n=1時表示以基波頻率為基準的變換，在分頻檢測中，主要用于計算需要補償的無功電流。

2 模糊PI控制器的實現

有源電力濾波器主要以PI控制為主，PI控制結構簡單易于實現，參數容易整定，且控制精度較好。但考慮系統中負荷特性的不斷變化，以及系統運行方式的改變，傳統PI的不足也逐漸體現，主要為控制精度的缺陷，因此提出模糊PI控制方式，通過實時動態改變PI參數，能更好好的跟蹤系統的變化，更好的補償諧波，達到高精度的目的。

2.1 傳統PI控制

常規PI控制器的作用，可描述為：

式中：e（n）為第個采樣時刻控制器的輸入量(偏差量)；i（n），i（n-1）為第個和第個采樣時刻控制器的輸出量(控制量)；T為采樣周期；KI為積分時間常數；KP為比例增益。

由上式可得，控制器的i（n）和i（n-1）之間的增量為：KI，KP參數的整定多以Ziegler-Nichols為主，先置KI=KP=0，再增加KP，直至系統振蕩，記下該臨界狀態的KP值為Kcr，振蕩周期為Tcr。此時，可確定控制器參數為：KP=0.45Kcr，KI=0.85Kcr。

2.2 模糊PI控制器的設計：

圖4 模糊PI控制結構圖

以A相位例，圖中ica為A相指令電流，iinva為A相逆變器輸出電流，KP為初始整定的P值，KI為初始整定的I值。△Kp為模糊控制器輸出的P值的改變值，△KI為模糊控制器輸出的I值的改變值。

將模糊控制器的輸入變量u（k）和△u（k）均分為7個語言值。即：{NB，NM，NS，O，PS，PM，PB}，隸屬度函數采用靈敏性強的三角函數。

△Kp的模糊規則為：

1）如果u（k）的值為NB,△u（k）的值為NB，則△Kp值為PB；

2）如果u（k）的值為PB,△u（k）的值為PB，則△Kp值為NB；

3）如果u（k）的值為NB,△u（k）的值為NS，則△Kp值為PM；

4）如果u（k）的值為NS，△u（k）的值為NS，則△Kp值為NS；

5）如果u（k）的值為0，△u（k）的值為0，則△Kp值為0；

6）如果u（k）的值為PS，△u（k）的值為PS，則△Kp值為NS；

7）如果u（k）的值為PB，△u（k）的值為PS，則△Kp值為NM。

比例環節主要為了快速響應，因此當u（k）值過大或者過小，為提高響應速度△Kp的值取反向的最大值。當u（k）值較小時，不宜過大，因為△Kp過大容易引起超調過大而導致系統振蕩，要合理取值。同時考慮 的作用，當u（k）和△u（k）同號時△Kp取小值，反之取大值。

△Kp的模糊規則為：

1）如果u（k）的值為NB,△u（k）的值為NB，則△KI值為0；

2）如果u（k）的值為PB,△u（k）的值為PB，則△KI值為0；

3）如果u（k）的值為NS，△u（k）的值為NB，則△KI值為0；

4）如果u（k）的值為NS，△u（k）的值為NS，則△KI值為NS；

5）如果u（k）的值為0，△u（k）的值為0，則△KI值為NM；

6）如果u（k）的值為PS，△u（k）的值為PS，則△KI值為PS；

7）如果u（k）的值為PM，△u（k）的值為PM，則△KI值為0。

積分環節主要功能為消除靜態誤差，提高無差度。積分環節主要對誤差進行積分，不可避免的存在滯后性，△KI取值過大將增大系統的超調，嚴重可能引起振蕩。所以，當u（k）值過大或過小時，△KI取0，只有當u（k）值適中時，積分環節的功能才得以體現。

表1 △Kp的模糊規則

表2 △KI的模糊規則

3 實驗結果

針對本文提到的改進型ip-iq算法的分頻檢測和模糊PI雙閉環控制方法，為了驗證這兩種針對低壓動態補償裝置的優化措施是否能達到預期效果，使用MAT?LAB搭建了仿真模型，參數為：系統電壓380 V，直流側電壓為800 V，濾波電抗器0.3 mH，開關頻率6.4 kHz，負載采用帶電阻的可控整流器。

在未對負載諧波進行FFT分析的前提下，對負載電流進行5,7,11次諧波電流的檢測和補償，實驗結果如下：

圖5為補償前的A相電壓電流波形，可以看出負荷電流畸變嚴重，存在較多的低次諧波電流；圖6為經過分頻檢測和模糊PI控制補償后的A相電流波形，雖然電流還是存在少量毛刺，但主要的諧波電流（5,7，11次）都已補償干凈，且滿足實際系統的諧波電流畸變標準；圖7為直流側的電壓波形，直流側能穩定在800 V，且超調很小，穩定后波動較小，體現出模糊PI控制的高魯棒性。

圖5 補償前A相電壓電流

圖6 補償后A相電流

圖7 直流側電壓波形

4 結論

由仿真結果可以發現，采用分頻檢測的補償策略與模糊PI控制相結合的優化措施，能較好補償系統諧波電流，可以達到為補償無功節省容量的目的，同時有源濾波器響應速度快，超調較低，穩定性較好，都極大體現了這兩種優化的可行性，達到優化的目的。

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