一種改進型雙向DC／DC變換器的分析與研究

冷劍飛，李 斌，陳益廣

（天津大學電氣與自動化工程學院，天津300072）

0 引 言

雙向DC／DC變換器可實現雙向運行，主要應用于電動汽車，風能、太陽能等新能源發電，直流不停電電源系統，航天電源系統，移動發電系統等領域［1］。隨著電力電子技術的發展，對雙向DC／DC變換器的效率、體積、重量、性能和可靠性提出了更高的要求［2］。為了縮小雙向DC／DC變換器的體積和重量，提高其功率密度和動態性能，雙向DC／DC變換器正向高頻化方向發展，但開關頻率的提高增加了開關損耗。本文將Cuk電路單元與Buck／Boost電路單元相結合，在文獻［3］的基礎上改進了主電路的拓撲結構，合理設計一二次繞組匝數比n1：n2，調節占空比d，使輸入側和輸出側平均電壓的幅值匹配，滿足關系式n2Uin＝dn1Uo，減小了功率器件的電壓、電流應力，同時也減小了隔直電容的電流應力和紋波電壓，減小了變換器的損耗，實現了高效率、高升降壓轉換比，具有更好的工作特性。

1 改進型雙向DC／DC變換器工作原理

改進型雙向DC／DC變換器主電路如圖1所示。它由輸入級的Cuk電路單元、雙繞組的高頻變壓器和輸出級Buck／Boost電路單元構成。

圖1 改進型雙向DC／DC變換器主電路

由圖1可知，該雙向DC／DC變換器左右兩側分別為低壓側和高壓側，可工作于低壓側向高壓側傳遞能量的Boost和高壓側向低壓側傳遞能量的Buck兩種模式，具有能量雙向流動的特點。vin為直流輸入電壓、vo為直流輸出電壓，C1、C2和C3分別為隔直電容。LP是諧振電感，它包括變壓器漏感和外接電感，L0是輸入電感，Lm是激磁電感。D1～D4分別是功率MOSFET開關管S1～S4的內部寄生二極管。CS1～CS4分別是S1～S4的寄生電容和外接電容之和。n1是低壓側繞組的匝數，n2是高壓側繞組的匝數。開關管S1與S2的驅動信號互補，S3與S4的驅動信號互補。S1和S3驅動信號的占空比為d，S2和S4驅動信號的占空比為（1－d），占空比d隨輸入輸出電壓的變化而變化，滿足關系式nUin＝dUo（其中n＝n2／n1）。

下面以Boost工作模式為例分析該雙向變換器工作原理。改進型雙向DC／DC變換器一個開關周期Ts內有8種工作模態，每種工作模態的等效電路如圖2所示，主要理論波形如圖3所示。圖中D、φ、Uin和Uo分別為占空比d、移相角φ、輸入電壓vin和輸出電壓vo的穩態值。

為簡化分析，做如下假設［4，5］：a．變換器已達到穩定工作狀態；b．所有開關管和元器件均為理想器件；c．C1、C2、C3與變壓器漏感Lp的諧振頻率遠低于開關頻率；d．CS1＝CS2，CS3＝CS4。

（1）模態1（t0～t1）：t0時刻，開關管 S1兩端電壓vS1已下降到0，D1正偏導通，此后S1在零電壓條件下被驅動開通，S2兩端電壓vS2被箝位到v1，此階段開關管S1、S4導通。

（2）模態2（t1～t2）：t1時刻，S4被關斷，S1導通。Lp與CS3、CS4發生諧振，CS3與 CS4兩端電壓vS3、vS4和漏感電流ip滿足如下等式：

所以S3和S4驅動信號之間的死區時間td（lag）＞td12，即：

（3）模態3（t2～t3）：t2時刻，vS3已下降到0，D3正偏導通，此后S3在零電壓條件下被驅動開通，vS4被箝位到vo，此階段S1、S3導通，ip近似不變，類似一個恒流源。

圖2 變換器Boost工作模式下等效電路圖

圖3 一個開關周期TS內的主要原理波形

（4）開關模態4（t3～t4）：t3時刻，S1被關斷，S3導通。Lp與CS1、CS2發生諧振，CS1兩端電壓vS1、CS2兩端電壓vS2和漏感電流ip滿足如下等式：

所以S1和S2驅動信號間的死區時間td（lead）＞td34，即：

（5）模態5（t4～t5）：t4時刻vS2已下降到0，D2正偏導通，此后S2在零電壓條件下被驅動開通，vS1被箝位到v1。此階段導通S2、S3導通，ip逐漸減小。

（6）模態6（t5～t6）：t5時刻，S3被關斷，S2導通。Lp與Cs3、Cs4發生諧振，使得vS4由vo下降到0，vS3由0上升到vo。

（7）模態7（t6～t7）：t6時刻，vS4已下降到0，D4正偏導通，此后S4在零電壓條件下被驅動開通，vS3被箝位到vo。此階段S2、S4導通，ip近似不變，類似一個恒流源。

（8）模態8（t7～t8）：t7時刻，S2被關斷，S4導通。Lp與CS1、CS2發生諧振，使得vS1由U1下降到0，vS2由0上升到v1。到t8時刻，vS1已降到0，電路回到模態1，開始新的工作周期。

2 穩態性能分析

由圖3可知，假設變換器工作在穩定狀態并忽略死區時間和激磁電感電流的影響，可以得到變換器在一個周期中變壓器原邊電壓、副邊電壓和漏感電流的主要原理波形如圖4所示。

圖4 變壓器電壓和漏感電流波形

2．1 電壓關系

由圖4可知，變換器一個開關周期Ts內有四種工作狀態，根據電感L0、漏感Lp和激磁電感Lm伏秒平衡［6，7］可得

可以解得隔直電容C1、C2、C3兩端平均電壓U1、U2、U3分別為

當輸入電壓和輸出電壓滿足nUin＝dUo時，變換器升降壓轉換比M為

開關管 S1、S2、S3和 S4的電壓應力［6］uvpS1、uvpS2、uvpS3和uvpS4分別為

2．2 電流關系

ip0、ip1、ip2、ip3和ip4分別為變壓器漏感 Lp在t0、t1、t2、t3和t4時刻電流值，i12和i14分別為輸入電感L0在t2和t4時刻電流值，I1為輸入電感電流i1的平均值。由圖4可知

當電路達到穩態時，根據電容C1和C2的電荷平衡原理［［6，7］可得

式中，I1為輸入電流i1的平均值

變換器在Boost工作模式時傳輸功率P0和輸出電流平均值I2分別為

開關管S1、S2、S3和S4的電流應力［6］icpS1、icpS2、icpS3和icpS4分別為

隔直電容C1和C2的電流應力icp1和icp2分別為

3 仿真驗證

為了驗證所提出的改進型雙向DC／DC變換器的工作原理分析的正確性，用MATLAB／Simulink軟件進行了仿真驗證［8］。仿真參數設置如下：輸入電壓Uin＝37 V，輸出Uo＝288 V，變壓器變比np：ns＝1：4，額定傳輸功率P0＝1 kW，開關頻率fs＝100 kHz，隔直電容C1＝20μF，C2＝C3＝40μF，輸入濾波電感L0＝200μH，變壓器漏感Lp＝1．215μH。仿真結果如圖5、圖6和圖7所示。

圖5 開關管S1～S4驅動波形和端電壓波形

圖6 變壓器電壓及漏感電流波形

圖7 開關管S1～S4電流波形

4 結 論

本文介紹了一種由Cuk電路單元和Buck／Boost電路單元組合的雙向隔離DC／DC變換器，分析了其工作原理，通過低頻行為模型分析了其穩態性能特點，并用MATLAB／Simulink仿真驗證了該理論分析的正確性。該變換器具有以下特點：（1）拓撲結構簡單，易于控制和實現；（2）通過相移加PWM控制，減小了開關管的通態損耗，具有較高效率；（3）所有開關管都能實現ZVS開關；（4）占空比d的調節范圍較寬，占空比d＝nvin／vo；（5）在較小的電壓、電流應力條件下能實現較高的升降壓轉換比，適用于高壓大功率場合。

［1］ 周 明．電動車用移相PWM控制的雙向DC－DC變換器研究 ［D］．長沙：中南大學，2009．

［2］ 馬 棢，劉圓圓，瞿文龍，等．一種隔離型雙向軟開關DC／DC變換器［J］．清華大學學報，2006，46（10）：1657－1660．

［3］ XU Dehong，ZHAO Chuanhong，FAN Haifeng，et al．A PWM plus phase－shift control bi－directional DC－DC converter［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2004，19（3）：666－675．

［4］ 孫麗萍．PWM 加相移（PPS）控制雙向 DC－DC變換器的動態建模［D］．浙江：浙江大學，2006．

［5］ Lehman B，Bass R M．Switching frequency dependent averaged models for PWM DC－DC converters［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，1996，11（1）：89－98．

［6］ 羅全明，邾盼鑫，周雒維，等．一種多路輸入高升壓Boost變換器 ［J］．中國電機工程學報，2012，32（3）：9－14．

［7］ 張衛平．開關變換器的建模與控制 ［M］．北京：中國電力出版社，2006．

［8］ 周淵深．電力電子技術與 MATLAB仿真 ［M］．北京：中國電力出版社，2005．