能饋型交流電子負載的研究

王 浩，曾岳南，劉錦輝

（廣東工業大學 自動化學院，廣東 廣州510006）

0 引 言

各種交流電源裝置（像交流穩壓電源、交流UPS、變頻器等）在出廠時都需要進行嚴格的老化實驗（24－72 h）和相關的動態、穩態帶載實驗。交流電子負載可以模擬傳統真實阻抗負載（用電器）的電力電子裝置，具有體積小、重量輕、節省安裝空間等優點。

目前，交流電子負載主要應用于各種電源的測試，而在變頻器老化測試方面的應用卻很少。在變頻器出廠時，除了嚴格的常規檢查外，尚需要逐一送入考機房進行100 h 45℃高溫運行測試，再安裝到機床上運行48 h，確認合格方可出廠。做這樣的老化拷機帶載測試需耗費大量的電能，而且，測試的整套設備往往體積龐大，占用空間。

本文研究的能饋型交流電子負載可以模擬實際負載的電性特點滿負荷運行，不僅能夠直接達到老化變頻器的目的，而且能將老化測試的能量以單位功率因數高效率饋回電網，以解決傳統能耗性負載調節不便和電能消耗大等問題；并通過Matlab／Simulink仿真，仿真結果表明該方案正確可行。

1 能饋型交流電子負載的工作原理

能饋型交流電子負載工作原理圖如圖1。其完成兩個基本功能：一是能精確控制變頻器放電電流的幅值和相位，它通過采樣變頻器輸出電壓波形信號，輸入到指令電流產生環節，根據設定的負載形式，由指令信號產生環節得到指令電流信號，負載模擬器迅速而準確地跟蹤指令信號的變化，產生相應的電流波形，從而實現模擬各種負載形式的功能；二是能將變頻器釋放的電能回饋電網。并網逆變器通過并網輸出電流和母線直流電容電壓的控制，實現單位功率因數的有源逆變，讓能量回饋電網，完成能量回饋功能。

圖1 能饋型交流電子負載工作原理圖

2 系統的主電路拓撲和數學模型

2．1 系統的主電路拓撲

圖2所示主電路拓撲中，負載模擬器包括開關管VT1－VT6構成的三相電壓型PWM整流橋，濾波電抗器L和交流側等效電阻R（等效輸入連線、接觸電阻與變換器死區等效電阻）；并網逆變器包括由開關管VT1’－VT6’構成的三相電壓型PWM逆變橋，濾波電抗器L’和交流側等效電阻R’；中間電容器C是電能存儲單元；變壓器用于輸出電路的電氣隔離。

圖2 系統的主電路拓撲

2．2 系統的數學模型

交流電子負載通過直流母線電容在兩級變換器中傳遞能量，可以將整流和有源逆變分開控制，基本結構都是一個三相PWM變換器，它具有網側功率因數高、網側電流正弦化、能量可雙向流動、直流側電壓可控和動態響應快等優點［3］。

在三相靜止坐標系（a，b，c）中，PWM 整流器數學模型的各項變量之間相互耦合，且為時變量，不利于控制系統設計。選取同步旋轉坐標系的d軸與電網正序電動勢三相合成空間矢量重合，q軸滯后d軸90度，那么對于三相交流對稱系統來說，穩態時三相電壓或三相電流的分量均為直流量。這樣，（d，q）坐標系下的負載模擬器或并網逆變器的微分方程可描述為：

式中，ed，eq為電網電動勢Edq的d，q分量；ud，uq為三相VSR交流側電壓矢量Udq的d，q分量；id，iq為三相VSR交流側電流矢量Idq的d，q分量；p為微分算子［1］。

由式（1）可知，d，q軸變量相互耦合，所以在下面負載模擬器和并網逆變器的控制系統設計中運用d，q前饋解耦式控制，電流環調節器采用PI控制。

3 系統的控制方案

3．1 負載模擬變換器的控制策略

負載模擬器采用電流單環控制，控制變頻器輸出電流的幅值和相位，實現變頻器功率因數可調，達到需要模擬的負載特性要求。其中三相電流指令值通過采樣相電壓進行同步，經clark變換、park變換為作為模擬負載給定指令，與檢測計算得到的iq、id進行閉環PI控制，之后將PI輸出進行前饋解耦控制，產生三相PWM整流器交流側控制電壓ud和uq，經逆PARK變換后進入SVPWM調制得到IGBT開關管的驅動信號［2］。其控制框圖如圖3。

圖3 負載模擬器控制框圖

3．2 并網逆變器控制策略

并網逆變器控制框圖如圖4。

并網變換器采用電壓外環和電流內環雙環控制，實現直流母線電壓的穩定和單位功率因數的有源逆變。外環為電壓環，控制PWM整流器直流母線電壓，直流電壓給定和采樣電壓比較得到電壓誤差，經電壓控制器（PI）輸出有功電流給定i＊d，其值決定有功功率的大小，符號決定功率流向，控制整流器交直流兩側有功功率傳遞。內環為電流環，這里按I＊q＝0和電壓外環提供的電流指定值Id進行電流控制。設置I＊d＝0的目的是為了對回饋電流實行單位功率因數控制，從而提高并網變換器的回饋效率［1］。

圖4 并網逆變器控制框圖

4 變頻器等效輸出

采用三相逆變器來等效變頻器的輸出。由于逆變技術主要采用脈寬調制方式，輸出電壓中含有較多的高次諧波分量，給相電壓的角度采樣帶來難度，因而必須在逆變器的輸出側加低通濾波器（一般采用LC低通濾波）來減小諧波含量，得到平滑的正弦波。根據截止頻率和無功容量最小兩個條件設計LC濾波器，其中基波頻率頻率為50 Hz，載波頻率取12 kHz，濾波器主要仿真參數：電感L＝2 mH，電容C＝10μF，阻尼電阻R＝1Ω。搭建逆變器仿真模型如圖5。

圖5 變頻器等效輸出仿真框圖

三相逆變器后端接由電子負載模擬的阻感負載時（大小為44Ω，電流滯后電60°），仿真得到A相電壓電流波形如圖6所示（電流波形放大10倍）：上圖為LC濾波前的A相電壓電流波形；下圖LC濾波后的電壓電流波形。通過FFT分析，得到A相電壓電流濾波前諧波含量20．20%，5．15%和濾波后諧波含量1．20%，0．91%。可見經LC濾波后，可得到近似純正弦的電壓電流波形。

圖6 LC濾波前后的A相電壓電流波形

5 系統仿真

5．1 仿真主要參數

圖7 能量回饋型交流電子負載的仿真模型

負載模擬器：逆變器輸出線電壓為380 V，頻率50 Hz，輸入電感L＝20 mH，寄生電阻R＝0．02Ω，開關頻率＝10 kHz；

并網逆變器：線電壓為380 V，直流給定電壓為600 V，輸入電感L＝20 mH，寄生電阻R＝0．02Ω，儲能電容C＝1000μF，開關頻率為10 kHz。

5．2 仿真模型

根據以上分析，利用Matlab／Simulink工具箱，搭建系統仿真模型，仿真模型如圖7所示。

5．3 仿真結果分析

設計的交流電子負載根據變頻器老化時帶電機空載的負載特性（相當于阻感負載），通過設置負載模擬器中的電流指令模塊，令初始指令電流有效值給定I＊＝5 A，0．1 s后I＊變為10 A，相位始終滯后電壓60°（阻感負載）。仿真結果如圖8、9、10所示（電流波形放大10倍）。

圖8 負載模擬側電流電壓波形

圖9 并網逆變側電流電壓波形

圖10 并網電流波形FFT分析

從圖8、9、10可以看出交流電子負載模擬負載器和并網逆變器的電壓電流能快速穩定（上升時間為0．035 s），負載模擬側功率因數為0．4998，并網側功率因素為－1，達到功率因數要求，且并網電流諧波總含量（THD）為1．75%，完全足滿并網THD的要求。在0．1 s突加指令電流時，系統依然能夠快速穩定，具有較強魯棒性。

圖11 負載模擬側P、Q波形

圖12 并網逆變側P、Q波形

從圖11、12（P—有功功率，Q—無功功率）可以看出系統的模擬負載器和并網逆變器通過中間電容只傳遞有功功率，忽略PWM變流器開關損耗和線路的損耗，負載模擬側和并網側有功功率大小相等，系統有功功率保持平衡［5］。

6 結 論

本文針對變頻器出廠傳統老化測試方法耗能嚴重這一缺陷，研究設計了具有能量回饋功能的交流電子負載，分析其工作原理，介紹了其控制方法。通過仿真驗證，它能對變頻器輸入側電流實現精確控制，很好地模擬變頻器老化試驗中帶電機空載運行時的負載特性（阻感負載），同時實現試驗能量回饋電網，且系統具有較好的快速性和魯棒性。

［1］ 張炳達，姚劍鋒．基于PWM技術的功率負荷模擬器［J］．電力電子技術，2006，（04）：11－13．

［2］ 張崇巍，張 興．PWM變流器及其控制［M］．北京：機械工業出版社，2003．

［3］ Shyh－jier，H．and P．Fu－Sheng，Design and operation of burn－in test system for three－phase uninterruptible power supplies．［J］．Industrial Electronics，IEEE Transactions on，2002．49（1）：256－263．

［4］ 徐政譯，俞楊威，金天均．基于PWM逆變器的LC濾波器［J］．機電工程，2007，（05）．

［5］ Tsai，M．T．，Comparative investigation of the energy recycler for power electronics burn－in test Electric Power Applications［J］，IEEE Proceedings，2000．147（3）：192－198．