超高分辨率機載SAR寬帶激勵源設計與實現

賈穎新*①② 王巖飛①

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超高分辨率機載SAR寬帶激勵源設計與實現

賈穎新王巖飛

(中國科學院電子學研究所 北京 100190)(中國科學院研究生院 北京 100049)

針對分辨率優于0.1 m的機載合成孔徑雷達(SAR)系統，該文設計實現了中心頻率14.8 GHz，帶寬3.2 GHz的寬帶線性調頻(LFM)激勵信號源。詳細介紹了技術方案的選擇，關鍵技術的實現，并對產生的寬帶調頻信號進行了詳細的測試與分析。該信號源作為機載SAR系統中子系統的一部分，完成了飛行試驗，并獲得了分辨率優于0.1 m的雷達圖像，驗證了該方案設計和技術實現的有效性。

合成孔徑雷達；激勵源；寬帶；線性調頻

1 引言

國際上對高分辨率成像技術的研究一直是合成孔徑雷達(Synthetic Aperture Radar, SAR)領域重要的技術發展方向之一，分辨率已經從最初的幾十米提高到分米量級。目前，能夠實現0.1 m分辨率的合成孔徑雷達系統主要有：美國Sandia國家實驗室研制的MiniSAR系統，德國高頻與雷達技術研究所FGAN-FHR研制的PAMIR(Phased Array Multifunctional Imaging Radar)系統和法國宇航中心ONERA研制的RAMSES(Radar Aeroporte Multi-Spectral d’Etude des Signatures)系統。眾所周知，合成孔徑雷達距離分辨率由雷達信號帶寬決定，要實現高分辨率的雷達圖像，產生符合系統要求的寬帶雷達激勵信號是其中的關鍵技術之一。近年來發展了一種合成帶寬技術的雷達體制，其基本思路是發射多個具有一定子帶帶寬的chirp脈沖信號，中心頻率以一定步長提高，然后在數字域進行頻帶合成得到全帶寬合成信號，實現更高的距離分辨率。這種體制的雷達結構復雜，而且由于各子帶信號幅相失真以及子帶之間同步性的差異會導致子帶信號頻帶間的相干性下降，影響合成的結果。

本文針對分辨率優于0.1 m的SAR雷達系統，介紹了單通道的寬帶激勵雷達信號源的設計與實現，信號源采取數字中頻和倍頻相結合的技術方案，產生激勵信號的中心頻率14.8 GHz、帶寬3.2 GHz，該信號源結構簡單，并且具有較高的頻譜純度和較低的相位失真，經過幅相預失真補償后能夠得到接近理想線性調頻信號的脈沖壓縮特性，這就徹底避免了在發射端合成寬帶激勵信號所帶來缺點和不足。該激勵信號源作為超高分辨率機載SAR的一部分，完成了飛行試驗，獲得了分辨率優于0.1 m的雷達圖像，驗證了設計的有效性。

2 系統設計與實現

寬帶激勵信號源主要由數字調頻源和頻率擴展組件兩部分組成，如圖1所示。其中，數字調頻源利用數字方法產生數字線性調頻信號，該信號通過幅相預失真調理后送入頻率擴展組件。頻率擴展組件主要完成對調頻信號帶寬的擴展和上變頻，將信號帶寬增至系統要求的3.2 GHz，并且將信號搬移到Ku波段。下面分別對這兩部分進行詳細闡述。

2.1 數字調頻信號的產生

目前利用數字技術產生LFM信號的方法主要有兩種：直接數字合成法(Direct Digital Synthesis, DDS)和波形存儲直讀法(Direct Digital Waveform Synthesis, DDWS)。DDS法由于存在相位截斷，會引入了大量的雜散頻率分量，不同的輸出頻率所產生的雜散信號亦不相同，而波形存儲直讀法不存在 相位截斷，從產生信號的譜質上來講DDWS法優于DDS法。針對目前所要研制的寬帶調頻信號源，由于采樣時鐘頻率的限制，不可能直接產生3.2 GHz帶寬的LFM信號，所以需要頻率擴展組件來完成信號帶寬的擴展和變頻。而頻率擴展過程不可避免會對LFM信號產生一定的幅相失真，這會直接影響脈沖壓縮效果，影響成像質量，這就需要對擴頻系統的幅相失真進行有效補償，DDWS法能夠有效完成幅相預失真補償的工作，而DDS法無法實現。

經過綜合考慮，數字調頻源采用DDWS法產生單路數字中頻LFM信號，信號中心頻率為115.625 MHz，帶寬25 MHz。該數字調頻源采樣時鐘為1.2 GHz。具體原理框圖及實物圖如圖2所示。

該數字調頻源主要由5個功能模塊組成，分別是電源模塊、控制模塊、時鐘信號處理模塊、FPGA模塊、D/A模塊。外部的時鐘信號作為整個模塊的系統時鐘，在PRF信號到達后，地址產生器產生連續地址信號，驅動ROM把儲存的數據發送給D/A，由D/A轉換成低頻LFM信號輸出。

圖1 寬帶激勵信號源原理組成框圖

圖2 數字調頻源原理及實物圖

圖3為該數字調頻源產生的數字中頻LFM信號的時域和頻域特性曲線，信號的脈寬為8ms，信號帶寬為25 MHz，頻譜包絡接近理想LFM信號。

利用示波器采集該LFM信號后利用matlab進行分析，圖4(a)為時域相位特性，其中虛線為同頻標準LFM時域相位特性，實線為采集的數字中頻信號時域相位特性。圖4(b)為兩者的差值，即信號的時域相位誤差，可見相位誤差在0.02 rad以內，具有很好的相位線性度。

2.2 頻率擴展組件設計

頻率擴展組件主要完成對低頻窄帶LFM信號的帶寬的擴展以及上變頻為Ku波段。這里采用的技術實現方案主要有兩種：“正交調制+倍頻/混頻”技術和“數字中頻＋倍頻/混頻”技術。

“正交調制＋倍頻/混頻”技術是首先通過數字技術產生相位正交的I /Q兩路基帶信號，通過模擬正交調制產生中頻LFM信號，再經過倍頻/混頻進行頻譜擴展和變頻。在實際情況下，由于正交調制器的非理想特性，導致經過調制后的LFM信號中均存在一定的載頻泄漏和鏡像頻率分量，這些雜散分量再經過倍頻或混頻過程時，會相互疊加，進一步的擴大，而且很多的雜散分量會落入工作頻帶之內不能通過濾波器濾除，最終嚴重惡化輸出信號譜質。圖5是利用“正交調制＋倍頻/混頻”技術來實現Ku波段寬帶激勵信號源的原理圖。

首先通過正交調制，利用925 MHz本振產生925±200 MHz的中頻LFM信號，然后經過16倍頻(內部包含濾波及放大)后，得到14.8±1.6 GHz的寬帶LFM信號。所利用的模擬正交調制器性能優良，鏡像頻率抑制度大于40 dBc, 載波泄漏抑制度大于40 dBc。最終得到LFM信號頻譜如圖6所示。

圖3 數字中頻信號時頻特性

圖4 數字中頻信號時域相位特性

圖5 正交調制+倍頻/混頻原理圖

能夠明顯看到中心頻率處的本振泄漏，同時帶內由于存在雜散分量而導致譜線較為雜亂。本振泄漏會導致后端發射機飽和，而有用信號增益被抑制不能得到有效的放大。帶內雜散嚴重影響信號譜質，惡化脈沖壓縮，導致成像分辨率變差，所以該信號不能滿足系統應用要求，最終選擇了“數字中頻＋倍頻/混頻”技術。

圖6 Ku波段寬帶LFM信號頻譜實測圖

“數字中頻＋倍頻/混頻”技術是由基帶調頻源產生單路數字中頻信號，然后通過直接倍頻/混頻得到系統要求的寬帶激勵信號。該技術避免了正交調制器帶來的載頻泄漏和鏡像分量，也就避免了這些因素帶來的譜質惡化，其具體原理如圖1所示。數字調頻源采用波形存儲直讀法產生單路數字中頻LFM信號，信號中心頻率為115.625 MHz，帶寬25 MHz，然后通過頻率擴展組件，其中采用了7次2倍頻技術對數字信號源產生的信號進行頻譜擴展，最后輸出中心頻率14.8 GHz，帶寬3.2 GHz的LFM信號。具體實物圖如圖7所示。

圖7 寬帶激勵源實物圖

3 關鍵技術分析與解決

3.1雜散分析

下面分別對數字調頻源和頻率擴展組件的雜散抑制問題進行詳細分析和說明。

數字調頻源位于整個系統的最前端，其雜散抑制性能的好壞直接影響到最終輸出信號的譜質，對系統性能的實現起著非常關鍵的作用。可以通過以下幾點提高中頻LFM信號的信雜比。

(1) 在滿足采樣定理的基礎上對信號進行過采樣，提高信號信噪比。本文設計的數字調頻源采樣率為1.2 Gs/s，遠高于所產生的中頻LFM信號的最高頻率。

(2) 提高數字調頻源上D/A的輸出位數。本文設計的D/A位數為10位。

(3) 具有良好的屏蔽和接地，防止信號串擾泄漏。

(4) 合理選擇數字調頻源輸出帶通濾波器，在保證信號帶內相位線性度的同時，有效濾除帶外的諧雜波分量，使得帶外諧雜波抑制度達到70 dBc以上。

產生帶內某單點頻信號可以較為清晰有效的測試數字調頻源輸出的有用頻帶內及附近產生的雜散信號情況。圖8為數字調頻源產生115.625 MHz單點頻信號的輸出頻譜。可以看到在±50 MHz的頻域跨度內雜散抑制度大于75 dBc。

圖8 頻域雜散特性實測圖

頻率擴展組件內部的工作頻率從L波段一直到Ku波段，器件間的失配、放大器的自激、信號之間的串擾等都是雜散信號產生的主要來源，通過引入隔離器和衰減網絡等方式能夠改善匹配。根據器件的S參數，利用全波電磁仿真軟件設計匹配網絡進一步改善器件的駐波特性。

同理，在輸入信號的工作頻帶內選取若干離散點頻，利用頻譜分析儀測量對應輸出的點頻信號，可對整個頻率擴展組件的雜散特性進行定量的測量和標定。針對本文設計的頻率擴展組件部分。這里給出3個頻點的測試結果，在輸入端分別灌入點頻，對應輸出分別為。輸出信號頻譜如圖9。經過測量可以看到倍頻鏈的雜散抑制度大于65 dBc。這里需要說明的是由于輸入點頻經過了7次倍頻，相位噪聲會進一步惡化，所以反映到最終的輸出譜線上會發現點頻譜線底部變粗，實際上是近端相噪抬升所致。

3.2相位噪聲分析

相位噪聲也是衡量寬帶LFM信號譜質純度的主要指標之一。本文設計的調頻信號源最終輸出信號的相位噪聲主要取決于數字調頻源產生信號的相位噪聲和頻率擴展組件中倍頻環節對相噪的惡化。

數字調頻源產生的信號相噪主要是由輸入采樣時鐘相位噪聲和D/A芯片基底噪聲共同決定的。從工程經驗上來說，D/A輸出信號實際上是采樣時鐘信號的“分頻”信號，在去除D/A芯片基底噪聲影響的前提下，D/A輸出“分頻”信號的相噪相對于采樣時鐘相噪減小量為，其中為輸出信號頻率，為采樣時鐘頻率。當D/A芯片固有基底噪聲遠低于此“分頻”后的信號相位噪聲時，D/A產生信號的相位噪聲主要由采樣時鐘“分頻”后的相位噪聲決定；當D/A芯片基底噪聲近似等于此“分頻”后的相位噪聲時，D/A產生信號的相位噪聲為“分頻”后的相位噪聲惡化3 dB；當D/A芯片基底噪聲遠高于此“分頻”后的相位噪聲時，D/A產生信號的相位噪聲要高于于芯片的基底噪聲。

表1給出了本文所設計的數字調頻源采樣時鐘1.2 GHz的相噪和所用D/A芯片的噪聲基底，根據上述方法得到輸出點頻為115.625 MHz時信號的相位噪聲。同時圖10給出了該點頻信號實際相噪測試曲線。

可以看到，測試與經驗計算結果基本吻合。數字調頻源所用D/A的噪聲基底要低于采樣時鐘“分頻”頻率的相噪，那么其輸出信號的相位噪聲主要由輸入采樣時鐘相噪決定。為了提高數字調頻源輸出信號頻譜純度，需要利用高穩定度頻率源產生采樣時鐘信號。

頻率擴展組件主要由倍頻環節組成，倍頻環節對信號的相位噪聲理論上具有的惡化，其中為倍頻次數。為了分析頻率擴展組件對信號相位噪聲的惡化程度，搭建了圖11實驗平臺。

為了能夠定量測試倍頻通道對信號相噪的惡化程度，利用安捷倫微波信號源E8257D在倍頻鏈輸入端分別灌入3個頻點，3個頻點均勻分布在倍頻鏈要求的輸入信號頻帶內，頻率分別為：= 103.125，對應輸出分別為。

圖9 寬帶調頻源輸出點頻頻譜實測圖

表1 D/A輸出相位噪聲計算表

圖10 頻點相位噪聲測試結果

圖11 相位噪聲測試實驗臺搭建

首先利用圖11(a)測試信號源E8257D輸出各個點頻的相位噪聲，然后再利用圖11(b)測試每個輸入點頻對應的輸出點頻的相位噪聲，兩者的差值即為通道相噪惡化。將測試結果總結為表2所示。

寬帶倍頻鏈對于輸入點頻相位噪聲惡化理論上為42 dB(=128)，表2中測試結果表明本文所設計的倍頻鏈對于相噪的惡化基本在理論值附近變化。

表2倍頻通道相位噪聲測試表

Tab. 2 Phase noise deterioration calculation for the frequency multiplier chain

3.3系統幅相失真分析

由于整個頻率擴展組件中涉及到倍頻、濾波、放大等諸多的環節，在寬帶條件下，很難保證整個系統具有理想幅相特性，這些環節將不可避免引入幅相失真。為了得到高質量的寬帶LFM信號，需要對系統幅相失真進行補償。

目前的寬帶調頻源，在數字部分采取波形存儲直讀技術，可以根據測量所得的系統幅相失真建立系統校正函數，再將校正函數融合到數字調頻源中，達到失真補償的目的。

根據線性調頻信號的時頻對應關系，在線性調頻信號的時帶積遠大于1時，其時域幅相誤差與其頻域誤差成比例。本文采用一種時域幅相失真補償技術來完成寬帶LFM信號的幅相預失真。對于一個理想的倍頻系統，可以采用時域乘法模型模擬。設輸入理想LFM信號為

由上式可見，輸出信號的時域幅度包絡為基帶信號的次方，輸出信號的時域相位倍增了倍，線性調頻率變為。結合本文設計的寬帶調頻源，=115.625 MHz,=128。

根據線性系統理論，對于實際的倍頻系統，可以近似等效為一個理想倍頻系統和一個帶有幅相誤差的線性系統的級聯。結合本文設計的寬帶系統，可以用圖12來等效，時域幅相補償是基于此模型進行的。

具體的時域預失真校正過程是：首先，向數字調頻源內存中寫入標準理想LFM信號，利用高速數字信號分析儀采樣輸出的LFM信號，在時域提取系統的幅度誤差函數和相位誤差函數。然后，根據幅相誤差函數，對理想的帶寬為3.2 GHz的基帶LFM信號進行預失真校正。設帶寬為3.2 GHz的理想基帶LFM信號為

(4)

之后，將校正后的寬帶LFM信號進行“分頻”映射到帶寬為25 MHz的基帶LFM信號上，即基帶LFM信號為

最后，將經過預失真校正的基帶LFM信號進行降采樣，并經過數字正交調制到中頻本振115.625 MHz上，得到經過幅相預失真的數字中頻信號，將該信號寫入數字調頻源內存中。完成了幅相預失真補償工作。

4 系統測試結果與分析

為了能夠準確提取系統的幅相誤差，這里采用安捷倫公司的DSA-X系列高速數字信號分析儀對Ku波段寬帶LFM信號進行直接采集分析，采樣率為80 Gs/s。

當數字調頻源產生標準LFM時，最終輸出的Ku波段寬帶信號時頻分析結果如圖13所示。

經過系統幅相預誤差校正后，實際輸出的Ku波段寬帶信號經過示波器采樣后時頻分析結果如圖14所示。

為了驗證幅相校正的有效性，將激勵信號和標準LFM信號進行匹配壓縮。在未經過幅相誤差預校正時，如圖13(b)，信號的幅度平坦度在±1 dB以內。圖13(c)為寬帶信號時域相位與標準LFM信號時域相位之差，可見信號相位誤差由中心向兩邊逐漸惡化，這正與倍頻鏈路中的帶通濾波器的相位特性一致。由于相位誤差很大，所以導致與標準LFM信號匹配濾波后形成多個虛假目標(虛線為標準脈沖壓縮結果)，如圖13(d)所示，這樣的脈沖壓縮結果根本不能滿足系統指標要求。

圖12 寬帶倍頻系統線性模型

在經過幅相誤差預校正之后，寬帶LFM信號的幅相特性得到了很大的改善。幅頻特性如圖14(b)所示，最終信號的幅度平坦度在±0.5 dB以內。相位誤差如圖14(c)所示，最終信號的相位誤差控制在±0.2 rad以內。得到脈沖壓縮結果如圖14(d)所示，與虛線所示的標準脈壓結果基本吻合，說明寬帶調頻信號源通過幅相誤差校正后得到了近似理想的脈壓特性，能夠保證系統的分辨率要求。

5 結束語

為了實現分辨率優于0.1 m的合成孔徑雷達系統，本文介紹了中心頻率14.8 GHz，帶寬3.2 GHz的寬帶線性調頻源的設計過程。詳細闡述了系統的設計方案，并對設計過程中的關鍵技術問題如信號的雜散抑制、相位噪聲以及系統的幅相失真補償等進行了詳細說明，最后給出了信號測試結果。實驗表明該寬帶調頻源滿足系統性能要求，為超高分辨率合成孔徑雷達寬帶調頻信號源的研發提供了一條有效的技術途徑。

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Design and Implementation of Wideband Exciter for an Ultra-high Resolution Airborne SAR System

Jia Ying-xinWang Yan-fei

(Institute of Electronics, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)(Graduate University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)

We designed and implemented a wideband Linear Frequency Modulated (LFM) pulse compression exciter with 14.8 GHz carrier and 3.2 GHz bandwidth based on an ultra-high resolution airborne SAR system with a better than 0.1 m resolution. The selection of a signal generation scheme and some key technique points for wideband LFM waveform are presented in detail. Then, an acute test and analysis of the LFM signal are performed. The final airborne experiments demonstrate the validity of the LFM source, which is one of the subsystems in an ultra-high resolution airborne SAR system.

Synthetic Aperture Radar (SAR); Exciter; Wideband; Linear Frequency Modulation (LFM)

TN958

A

2095-283X(2013)01-0077-09

10.3724/SP.J.1300.2013.20100

賈穎新(1980-)，男，河北遷安人，2005年于南開大學獲碩士學位，現為中國科學院電子學研究所助研，在讀博士生，主要研究方向為合成孔徑雷達寬帶收發系統設計及應用研究。E-mail: yingxinjia@gmail.com

王巖飛(1963-)，男，博士生導師，研究員，現任中國科學院電子學研究所航空微波遙感系統部主任。研究領域為信號處理和微波成像技術。E-mail: yfwang@mail.ie.ac.cn

2012-12-17收到，2013-01-23改回；2013-01-30網絡優先出版

中國科學院知識創新項目(KGOX2-SW-414)資助課題

賈穎新 yingxinjia@gmail.com