一種甚高頻中心和帶寬可調耦合濾波器設計

房麗麗 王學田 劉春明

（北京理工大學信息與電子學院，北京100081）

引 言

電調諧耦合濾波器以其選頻靈活、抗干擾強等優點被廣泛應用在跳頻系統、多帶通信系統、寬帶收發等系統，特別是近年隨著寬帶雷達和無線通信技術的發展，提高了對濾波器的重構要求，這就需要帶通濾波器中心頻率和帶寬均可調.具有中心頻率可調的帶通濾波器已被各種技術方式實現，包括鐵電體薄膜［1－3］，微機電系統（Micro－Electro－Mechanical Systems，MEMS）［4］，嵌 入 元 件 多 層 印 刷 電 路 板（Printed Circuit Board，PCB）［5］，低 溫 共 燒 陶 瓷（Low Temperature Co－Fired Ceramic，LTCC）［4，6］，表貼LC［7］等，但帶寬隨著頻率的增加按比例增加，尤其在寬帶系統更加明顯.最近提出一些帶寬可調的方法［8－13］，主要思路是通過調整耦合單元來控制帶寬.

通過對典型的電調耦合濾波器的兩種等效電路形式的分析，理論分析了耦合濾波器帶寬的影響因素，改變電路結構中的電容耦合單元減小中心頻率變化對帶寬的影響，設計了VHFL頻段中心頻率和帶寬可調耦合濾波器，仿真結果表明該設計電路可以在很寬的中心頻率范圍內保持接近常數的帶寬.實際電路測試結果驗證了設計方法的有效性.

1 濾波器設計

1.1 設計原理

典型的電調諧耦合濾波器結構如圖1所示，多個單諧振回路彼此之間通過互耦單元構成，最常用的是具有兩個諧振單元的雙調諧耦合電路，具有比單調諧電路更好的幅頻相頻特性.

圖1 典型的電調耦合諧濾波器

雙調諧耦合電路的等效電路形式可以分為兩種：電感耦合形式和電容耦合形式，其等效電路圖如圖2所示.

圖2的兩種等效電路均由L1和C1構成其諧振單元.其中，圖2（a）是通過電感L2直接耦合，當通過變壓器間接互耦時，其T型等效電路也可等效成圖2（a）的形式；圖2（b）是通過電容C2直接耦合.這兩種等效電路的輸入和輸出儲能電路均諧振在同一頻率.

對電路分析后可以得到其相關參數.其中，諧振的中心頻率為

電感耦合的耦合系數為

電容耦合的耦合系數為

帶寬正比于頻率f0并隨著k值增加而增加，表達式為［7］

式中：

若kQ＝1，電路處于臨界耦合狀態；

若kQ＜1，電路處于欠耦合狀態；

若kQ＞1，電路處于過耦合狀態.

用于耦合兩個諧振單元的耦合電容C2的值不能任意選取：若C2值過大，則會出現過耦合現象，頻率響應曲線展寬，在濾波器的通帶中將出現兩個峰值；若C2取值過小，則沒有足夠的信號能量從一個諧振單元傳輸到另一個諧振單元，插入損耗會增大.

由式（4）可知，帶寬為增益G、k、L1和C1的函數.帶寬與中心頻率f0成正比，因此若其他值不變，隨著中心頻率的上升，帶寬將變寬.除此之外，帶寬還與k值成正比.也就是說，若要帶寬保持不變，中心頻率f0和k值應反向變化.

將式（1）、（2）、（3）分別代入式（4）可知調節C1不能改變圖2（a）電路的k值，所以帶寬正比于f0，而對于圖2（b），如果同方向同時調節C1和C2可改變k值，從而減小甚至消除圖2（b）電路帶寬的變化.

1.2 部分接入匹配電路

為了提高濾波器的品質因數和頻率選擇性，需要對輸入輸出阻抗進行阻抗匹配，采用電感抽頭電路進行匹配.采用電感抽頭匹配電路進行阻抗變換的原理如圖3所示.公式（6）為RL和Rs之間的變換關系.在進行上述阻抗變換后，電路的品質因數和頻率選擇性均可得以改善，但是會引入一定的中心頻率偏差.

1.3 整體電路設計

變容二極管的等效電路如圖4所示.其中：C為電容；Rs為串聯電阻；Rp為絕緣電阻；L為串聯電感.

根據上述理論分析，優化設計了VHFL頻段的濾波器電路，采用NXP BB131作為諧振電容，其等效串聯電阻為3Ω；采用NXP BB132作為耦合電容，其等效串聯電阻為2Ω.根據datasheet［14－15］，得到其C－V值如表1所示.

表1 變容二極管的C－V特性

在具體的電路實現時，諧振電容由一個變容二極管BB132和一個7.5pF的固定電容并聯得到，耦合電容由兩個背靠背的變容二極管BB131串聯得到.這些變容二極管的容值由加載的電壓控制.

2 仿真結果

借助ADS進行仿真和優化，傳輸系數和反射系數等參數的優化結果如表2，可知該電路在56.9～165.8MHz的調諧頻率范圍里絕對帶寬變化小，可調頻率最大值與最小值之比接近3倍，矩形系數（30 dB／3dB）小于6，輸入輸出匹配好，在中心頻率為161.3MHz時，相對帶寬僅為5.6%.

表2 仿真優化結果

3 實測結果

根據優化后的設計結果，對VHFL頻段選頻電路進行了實際加工，并進行了測試.由于電路的電感L的微小變化就會大大影響整個系統的濾波性能，在仿真設計的基礎上，加工了兩類電路：一類采用固定電感值器件，即表貼器件來構成電路；另一類采用手繞式電感.采用矢量網絡分析儀進行了測試，將控制電壓由0V逐漸增大到28V，其測得的插入損耗和回波損耗分別如圖5和圖6所示.其他各個參數的實測結果如表3和表4所示.

由圖5和表3可以看出，隨著控制電壓的增大，采用表貼電感和手繞電感的濾波器電路均可以實現連續的中心頻率可調，且濾波器3dB帶寬接近常數帶寬，較好地吻合仿真結果.插入損耗總體曲線比仿真結果低3～5dB，這主要是因為實際的PCB板及選用元器件的寄生電阻引起的損耗可以通過后續的放大電路予以增益補償，不影響其選頻特性.中心頻率受寄生影響有所偏移，可以通過改變電路中電容和電感的數值加以調整.在整個工作頻帶內，矩形因子在5.2～6.6范圍內變化，頻率選擇性能較好.

由圖6和表3可以看出，采用表貼電感的濾波器電路的回波損耗均在－10dB以下，電路匹配良好.采用手繞電感的濾波器電路其回波損耗較大，電路匹配較差，通過調整輸入端兩電感的比值，可以進一步改善其匹配特性.

綜合考慮各項指標，采用表貼電感濾波器電路形式實現的電調耦合濾波器各項指標更好.

表3 采用表貼電感的濾波器實測參數

表4 采用手繞電感的濾波器實測參數

4 結 論

電調諧耦合濾波器的重構越來越被重視，本文對濾波器的帶寬影響因子進行了理論分析，通過改變電容耦合單元使得中心頻率變化時帶寬保持不變.設計了VHFL頻段電調諧耦合濾波器，仿真和實測結果均表明此濾波器在3倍帶寬的頻帶范圍里保持常帶寬，該設計方法有效，調試簡單，成本低，對數字電視有很好的實用性.該方法可以進一步用于MEMS、鈦 酸 鍶 鋇 （barium strontium titanate，BST）、LTCC等實現方式.

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