戚甫峰
(中國人民解放軍海軍航空工程學院 青島校區(qū),山東 青島266041)
并聯(lián)供電系統(tǒng)主要由DC-DC變換器、并聯(lián)電流分配模塊、電流采樣放大模塊以及總控制器等構成。系統(tǒng)框圖如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)框圖
方案一:正激式BUCK拓撲
正激式變換器具有拓撲簡潔、輸入輸出電氣隔離、電壓降范圍寬、使用元器件少等優(yōu)點。如圖2所示,PWM控制器通過控制加載到正激式變壓器一次側繞組上的PWM波的占空比實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。但是,正激變換器必須附加復位電路來實現(xiàn)功率開關截止期間變壓器鐵心磁復位,以避免變壓器飽和,效率很大程度上依賴于脈沖變壓器的轉換效率。

圖2 單端正激式變換器結構圖
方案二:非隔離式BUCK拓撲
非隔離式DC-DC變換器使用元器件少,且損耗只包括開關導通損耗和續(xù)流二極管的損耗。如圖3所示,開關管導通時,對電感進行充電;開關管斷開時,通過續(xù)流二極管向負載供電。電路通過控制開關器件的占空比來控制輸出電壓。

圖3 非隔離式DC/DC器結構圖
方案二,電路結構簡單,工作穩(wěn)定可靠,控制靈活方便,損耗較小,效率較高,在負載調整率、電源效率方面較方案一均有改善。因此,選擇方案二實現(xiàn)DC-DC變換。
方案一:最大電流均流法(自主均流法)
采用負載共享控制器實現(xiàn)均流控制。在DC-DC模塊正常工作時,將兩路控制器的均流母線連接,自動選出電流最大的一路,并將此路電源作為主電源。均流母線上的電壓由主電源的輸出電流決定,控制器從電源的接收到母線上的信號后,會控制該路DC-DC模塊調整輸出電壓。通過減小從電源與主電源的電壓差來提高該路輸出電流,從而達到均流。缺點是外部電路復雜,需要連接的外圍元件較多,對器件有很大的依賴性。
方案二:主從控制法
一個單元作為主控單元,工作在電壓源(CV)方式,另一個單元工作于電流源(CC)方式,利用來自輸出電流的誤差電壓△U來實現(xiàn)均流控制。實際上是由電壓環(huán)(外環(huán))和電流環(huán)(內環(huán))構成電流控制型的雙環(huán)控制。采用這種均流法,精度很高,控制結構簡單,模塊間連線少,易于拓展為多路。
主從控制法較自主均流法使用元件少,成本低,結構簡單,故選擇方案二。
基于非隔離式DC-DC變換器,選用MPS公司生產的高集成度降壓型DC-DC脈寬調制芯片MP1593作為DC-DC模塊的主控芯片。MP1593允許輸入的電壓范圍為4.75~28V,輸出電流最高可達3A,最高工作效率可達95%,外圍電路也十分簡單,非常容易應用。DC-DC變換器電路圖如圖4所示。(

圖4 DC-DC變換器電路圖
1)穩(wěn)壓輸出計算

(2)電感的選擇
根據(jù)電感的計算公式:

式中,輸入電壓 VIN=24.0V,輸出電壓 VOUT=8.0V,輸出額定電流ILOAD=2.0A,MP1593 的開關頻率 fS=385kHz,取 ΔIL=0.3ILOAD。
求得:L=5.7μH,選用 SPQ104-7R0M 型號的電感(L=7.0μH,IDC=4.8A)。
(3)反饋環(huán)路的設計
方案采用二型反饋環(huán)路,補償網絡由R6、C6和C8組成,根據(jù)公式:

采用主從法控制兩路電源按指定比例分配輸出,具體電路如圖5所示。將兩路電源的電流的取樣電壓送到精密運放OP07的兩個輸入端,控制IRF3502的狀態(tài),通過調節(jié)采樣電阻的比值實現(xiàn)電流按指定比例分配。

圖5 電流分配控制模塊
實時檢測精密采樣電阻上的電流信號,經過A/D轉換輸送到MPS430且在LCD1602上顯示。采用電阻分壓方式得到輸出電壓表征值,經A/D采樣后送到MPS430處理并顯示。
通過采樣電阻實時檢測每路電源的輸出電流,經放大、比較后輸出特征電平,快速的反饋到MP1593芯片的使能(EN)端。當電流超過設定的極限值時,保護電路輸出低電平送到MP1593的EN端,MP1593停止工作,直到排除故障;當電流在限定值以內時,保護電路反饋高電平,芯片正常工作。
本設計各項性能的測試結果如表1。

表1 性能測試表
1)系統(tǒng)輸出電壓控制在 UO=8.0±0.1 范圍內。
2)在額定工作狀態(tài)下,系統(tǒng)效率η=83.1%。
3)調整負載電阻,使負載電流 IO在 1.5~3.5A 之間變化時,每個模塊的輸出電流相對誤差的絕對值在1.9%以內。
4)調整負載電阻,使兩模塊輸出電流之和 IO=4.0A 且按 I1:I2=1:1時,輸出電流相對誤差的絕對值均為14%。
5)當負載電流達到4.45A時,系統(tǒng)停止輸出,同時報警燈點亮;一旦電流小于4.36A,系統(tǒng)恢復工作。
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