基于類狀態機的檢測時間自調整的頻率檢測器

沈亞丹，何樂年，葉益迭

（浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310027）

0 引 言

在許多應用場合，如通信系統、旋轉機械、測震學等場合，都要求使用具有高精度、快響應的頻率檢測器［1-3］。例如，在通信系統中，無論是時鐘信號頻率同步還是信號調制，都要求用到頻率檢測器。頻率檢測器通常作為一個IP核嵌套在SOC系統中，而不是一個單獨的芯片。通常來說，頻率檢測器可以根據其采用的結構分為兩類:數字方式檢測和模擬方式檢測。

數字檢測方式需要一個精確的時鐘信號，研究者利用計數器來實現對頻率的檢測。為了減少成本，研究者希望芯片集成化，不能有外圍器件，這就要求時鐘信號由內部電路產生。而內部時鐘信號的產生需要電容和電阻，受工藝變化和工作溫度的影響較大，將引起檢測精度的下降。此外，傳統的數字檢測方式只能檢測到輸入時鐘與參考時鐘的大相位差，因此引入了一個不可忽視的頻率失調量［4-5］，許多文獻提出了解決該問題的改進數字檢測方式。例如，可以采用延遲線的時間數字轉換器，使得在參考電壓頻率不高的情況下也能獲得較高的檢測精度，但代價是需要全定制的集成電路設計［6］；也可以采用大量的滑移檢測器，產生一個精確的數字頻率檢測器，但這種方法需要增加延遲時間［7］。

模擬檢測方式的頻率失調量要比數字檢測方式小，但它的檢測速度也較慢。采用模擬檢測方式的頻率檢測器首先產生一個與被檢測信號的頻率成比例的電壓，實現從頻率到電壓的轉換。通常有兩種方法實現這種轉換，即間接轉換方式和直接轉換方式。間接轉換方式先將頻率轉換成占空比，再轉換成電壓［8］，這就需要較長的轉換時間。直接轉換方式不需要將頻率轉換成占空比，但要增加一個額外的電路來判斷輸出結果是直流量還是方波信號，以向下一級電路提供一個可直接辨認的輸入量［9］。這樣，電路復雜度和檢測時間都會不可避免地增大。在模擬檢測方式的頻率檢測器中，需要用到電阻和電容，受工藝變化和工作溫度影響較大。為了消除這種精度影響，要求增加片外器件，這在SOC中是不可取的。

為了同時獲得高精度和快速響應，本研究提出一個基于類狀態機（RSMC）的改進的模擬檢測方式。RSMC產生一系列信號控制頻率檢測器的工作狀態。該頻率檢測器的檢測時間可以自調節，且與輸入信號頻率有關。電路中還有一個頻率編程電路（FPC），用于擴展該頻率檢測器的應用范圍。

1 頻率檢測器結構

本研究設計的頻率檢測器（FD）電路圖如圖1所示，分為3個部分:頻率編程電路（FPC）、類狀態機（RSMC）和中心電路（CORE）。CORE主要由模擬電路和判斷電路構成。

SELECT=1，輸入時鐘信號CLOCK直接送入后續模塊進行頻率范圍檢測；SELECT=0，CLOCK信號經過十分頻后送入后續電路進行檢測。

圖1 頻率檢測器的電路框圖

EN置1，模擬電路啟動，整個頻率檢測電路開始工作。RESET置1，對電路進行初始化，再置0，整個電路進入正常工作。FPC模塊對輸入時鐘信號CLOCK和輸入邏輯信號SELECT進行處理，產生RSMC模塊的輸入時鐘信號FIN，FIN的信號周期為TS。RSMC產生周期性方波信號S1、S2和S3，用來控制CORE模塊的工作狀態，實現頻率檢測功能。S1、S2和S3的時鐘周期相同（TDT=16Ts）。S2控制模擬電路中從輸入信號的頻率向電容電壓VC1和VC2轉換的過程，電壓VC1和VC2會在判斷電路中被檢測；S3信號控制判斷電路的檢測結果輸出到FD_FL、FD_FH和FD_RESET。S1控制模擬電路中的電容C1和C2在下一個周期來到前清零，保證每個周期都能正確檢測輸入信號的頻率。

1.1 頻率編程電路（FPC）

FPC的功能如表1所示，當SELECT=1時，FFIN=FCLOCK；當SELECT=0時，FFIN=FCLOCK/10（式中:FFIN—FPC輸出時鐘信號FIN的頻率；FCLOCK—輸入時鐘信號CLOCK的頻率）。當RESET=1時，FPC內的十分頻模塊被復位。

表1 FPC功能表

1.2 類狀態機（RSMC）

類狀態機的電路結構如圖2所示，它采用組合邏輯產生CORE模塊的狀態控制信號S1、S2和S3。S1、S2和S3與輸入信號FIN的頻率相關。信號FIN、RE?SET、Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2和S3的關系如圖3所示。

在下一節中將說明，CORE有5個工作狀態，分別表示為reset-state、state1、state2、state3和state4。這些狀態由RESET、S1、S2、S3和S4共同決定。狀態re?set-state只在RESET=1時出現，為CORE的初始化狀態。頻率檢測器進入正常工作后，狀態state1、state2、state3和state4依次周期性出現。周期為:TDT=16/FFIN；持續時間分別為:t1=4/FFIN，t2=11/FFIN，t3=0.5/FFIN和t4=0.5/FFIN。

圖3 類狀態機（RSMC）中各信號時序圖

1.3 CORE模塊

CORE由模擬電路和判斷電路構成，它共有5個工作狀態，分別表示為reset-state、state1、state2、state3和state4。這些狀態由信號RESET、S1、S2、S3和S4控制，CORE工作狀態與類狀態機信號的關系如表2所示。在狀態restate-state期間，FD_FL、FD_FH和FD_RESET保持0電平，不受輸入時鐘信號的影響。在狀態state1期間，模擬電路中的電容C1和C2會根據輸入時鐘信號的頻率被充電VC1和VC2。在狀態state2期間，電容上的電壓維持VC1和VC2不變，同時判斷電路中的比較器對這兩個電壓進行檢測，給出判斷結果。當CORE的狀態從state2跳變到state3時，判斷電路的檢測結果輸出到FD_FL、FD_FH和FD_RESET；注意這些輸出結果只在每次狀態從state2跳變到state3時才發生改變，其余時刻輸出結果不會改變。在狀態state4時，電容C1和C2上的電荷被放電到地。

表2 CORE工作狀態與類狀態機信號的關系

狀態state1的持續時間決定了電容電壓VC1和VC2的值:

模擬電路中的電阻電壓VR為:

VC1和VC2與VR進行比較，比較結果決定了輸出信號 FD_FL、FD_FH 和 FD_RESET。如果VC2＞VR，則FD_FL=1，否則FD_FL=0；如果VC＜VR，則FD_FH=1，否 則 FD_FH=0；如 果 FD_FL=1 或 FD_FH=1，則FD_RESET=1，否則FD_RESET=0。假設FL為FD_FL從0變為1時的低頻檢測點，FH為FD_FH從0變為1時的高頻檢測點，FL和FH的表達式為:

RSMC和CORE組合后，功能如表3所示。該設計中，筆者設置FL=2 MHz，FH=7.5 MHz。

表3 CORE和類狀態機組合后的功能

1.4 檢測頻率

為了設置FL=2 MHz，FH=7.5 MHz，根據式（3），本研究選擇R=640 kΩ，C1=0.781 pF，C2=0.625 pF，Ib1=0.6 μA，Ib2=3 μA，Ib3=2 μA。

當被檢測信號的頻率FFIN在FL或FH附近時，噪聲會引起檢測結果的誤觸發，使得輸出結果不停地隨噪聲翻轉。應用在SOC系統中時，其他數字模塊會引入大量噪聲信號，引起這種不希望出現的現象，因此本研究需要在比較器中加入磁滯窗口。帶遲滯的比較器電路結構如圖4所示。

圖4 帶遲滯窗口的比較器電路圖

遲滯窗口大小為:

式中:(W/L)1，(W/L)3，(W/L)9—晶體管M1、M3和M9的寬長比。

通過選擇合適管子尺寸，本研究將高頻遲滯窗口和低頻遲滯窗口都設為0.1 MHz。

1.5 檢測時間

本研究設計的頻率檢測器對輸入信號時鐘進行周期性檢測，因此檢測時間由檢測周期決定（TDT=16/FFIN），低頻檢測和高頻檢測的時間分別為TL=16/FFL和TH=16/FFH。設置FL=2 MHz，FH=7.5 MHz，因此TL=8 μs，TH=2.13 μs。

檢測信號周期TDT=16/FFIN，顯然頻率檢測器的檢測時間與被檢測信號的頻率直接相關。換一句話說，本研究提出的頻率檢測器的檢測時間是自調整的，檢測時鐘信號所需的時間隨頻率而變，信號頻率越高，則檢測時間越短。這是數字檢測方式所不具備的特性。在采用數字檢測方式的頻率檢測電路中，檢測時間是固定的，由參考時鐘信號決定。為了保證能夠檢測出低頻信號，系統要求檢測時間足夠長。假設檢測低頻、高頻信號需要檢測時間分別為8 μs、2.13 μs，那么系統需要保證將檢測時間至少設置在8 μs，以能夠同時檢測出高頻信號和低頻信號。這樣，對高頻檢測來說，就白白多消耗了檢測時間。

2 仿真結果

圖5 頻率檢測器的版圖實現（未加pad和ESD）

本研究提出的基于類狀態機的檢測時間自調整的頻率檢測器采用的工藝是SMIC18pf，具有1層poly和4層金屬。最終的版圖如圖5所示，芯片面積為0.071 mm2。由于這只作為SOC系統中的一個IP核，圖中并未畫出pad和ESD。該頻率檢測器的性能參數如表4所示。模擬電源和數字電源分別為3.3 V和1.8 V。SIMC18pf工藝提供了兩種類型的電容（MIM和PIP）。這兩種電容的工藝變化范圍都很大，分別為-17%～+25%和-23%～+43%。還可以使用晶體管構成MOS電容，其工藝變化范圍為-2.5%～+2%，遠小于MIM電容和PIP電容的變化率。因此該設計中的C1、C2選擇了MOS電容，其寬W、長L、個數multiplier如表4所示。

表4 頻率檢測器參數特性

仿真結果如表5所示。從表5可以發現，后仿真結果與前仿真結果基本沒有差別。

表5 頻率檢測器仿真結果

本研究提出的頻率檢測器與數字方式頻率檢測器［10］的比較結果如表6所示，對比了檢測時間、檢測頻率偏差、功耗和芯片面積這些重要特性。檢測頻率偏差代表了檢測精度，偏差越小則精度越高。從比較結果來看，本研究提出的頻率檢測器檢測時間更短，功耗更少，面積更小。但它的檢測頻率偏差大，這是由于SMIC18pf提供的MOS電容和電阻的工藝變化大。數字方式頻率檢測器的檢測頻率偏差要小得多，但這是在電路提供了一個精確的參考時鐘信號的前提下獲得的，這就要求電路有外圍器件。然而，該設計的頻率檢測電路作為一個SOC系統的IP核，不希望出現片外器件，因此該方案并不適合本次設計。根據本次文獻調研發現，在不采用片外器件的前提下，電阻和電容的工藝偏差對頻率檢測精度的影響不可避免，因此本研究的頻率檢測器的精度受限于設計要求。

表6 頻率檢測器性能比較

3 結束語

本研究提出了一個采用改進的模擬檢測方式的頻率檢測電路。該電路由類狀態機控制，工作在不同的工作狀態下。在沒有外圍器件的情況下，該電路同時獲得了良好的精度和快速的響應速度，并且檢測時間隨輸入信號的頻率而改變。該頻率檢測器采用SMIC18pf工藝，具有1層poly和4層金屬，不考慮ESD和pad，整個芯片面積為0.071 mm2。仿真結果與設定的性能參數一致。低頻檢測點設置在頻率FL=2 MHz處，變化范圍為-15%～+20%；高頻檢測點設置在頻率FH=7.5 MHz處，變化范圍為-12%～+20%，兩者的檢測時間分別為TL=15.53 μs和TH=2.3 μs。3.3 V的模擬供電電源提供能耗59.8 μW；1.8 V的數字供電電源提供能耗6.4 μW，總功耗為66.2 μW。

致 謝

本設計得到了杭州中天微系統有限公司的支持，特在此向該公司的工程師黃凱以及他的同事表示感謝。

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