基于變壓器的功率器件驅動電路的研究

張爭龍，張浩然

（浙江師范大學 數理與信息工程學院，浙江 金華 321004）

絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)具有簡單、高速門極驅動、低導通損耗的特性,以及能承受大電流的能力，被廣泛應用于大功率設備中。有調查顯示，這些設備的故障大部分是由于IGBT驅動電路設計缺陷或故障造成的

[1]。IGBT驅動電路是系統中連接強電與弱電的接口部分，IGBT驅動電路的設計不僅關系到設備運行的穩定，更關系到設備運行的安全。所以，IGBT驅動電路的設計在電子設備的設計中具有舉足輕重的地位。目前，國外知名廠商已經設計出集成的IGBT驅動模塊并已投入市場，國內一些企業也有類似的產品，但基本存在價格偏高或可靠性不高等問題。由于上述原因，國內外對IGBT驅動電路的研究從未間斷過。

本文旨在介紹一種基于變壓器的IGBT驅動電路。將從電路的原理、參數的設計等多個方面深入分析此驅動電路，并通過精確的仿真給出電路運行的結果。此外,本文設計的驅動電路同樣適用于驅動MOSFET。

1 IGBT的開關特性與驅動條件

1.1 IGBT的開關損耗

其中，ti為集電極電流開始上升的時刻，ton為導通過程經歷的時間。

當門極-發射級電壓VGE下降到VGE(Ion)不足以用來保持電流iC為穩定導通態時，IGBT進入關斷過程。在關斷過程中，VCE上升到最大值，iC下降到零。關斷損耗為：

其中，tv是VCE電壓開始上升的時刻，toff是關斷過程經歷的時間[2]。

由以上分析可知，要降低IGBT的開關損耗，必須減小ton與toff，而這就是設計IGBT驅動電路的初衷之一，同時也是評判IGBT驅動電路性能的重要指標之一。

1.2 IGBT驅動的條件

設計合適的IGBT驅動電路應當從以下幾個條件考慮:

(1)在IGBT開通時提供足夠的柵極電壓，并在開通期間保持這個電壓，以提供足夠的驅動電流。

煙氣再循環技術是近年來的熱點問題，康恒、荏原、西格斯等焚燒爐供應商均針對各自爐型進行了相關設計。目前該技術已在國內部分垃圾焚燒發電廠進行應用。以國內2個垃圾焚燒發電廠采用的煙氣再循環技術為例，介紹2種不同的工藝方案。

(2)在關斷期間，提供一個反向偏置電壓，以提高IGBT的抗暫態(dv/dt)和抗電磁干擾的能力；提供足夠高的開關速度，以使開關損耗能夠被接受。

(3)提供足夠大的控制電路與功率電路的電氣隔離能力，以防止功率電路的強電對控制電路的影響。

(4)具有靈敏的過流保護功能。

(5)能夠使系統中的IGBT有較好的可替換性。

1.3 一般的IGBT驅動

一般的IGBT驅動有直接驅動、光耦隔離驅動。

直接驅動一般采用集成的驅動芯片對IGBT進行驅動，其特點是設計較為簡單。但是直接驅動的輸入與輸出信號之間沒有電氣隔離，使得弱電側的輸入信號容易受強電側的干擾,造成功率器件的誤開通,或損壞驅動芯片。因此，直接驅動只適合于低壓、低功率的應用場合[1]。光耦隔離驅動盡管能夠提供一定的電氣隔離，但是它的工作頻率不能太高。

2 基于變壓器的IGBT驅動電路的設計

IGBT的變壓器驅動方式不僅能夠很好地滿足上述IGBT的驅動條件，而且能夠自由選擇具有強電氣隔離的驅動輸出個數，僅一個變壓器就能驅動半橋或是全橋電路中所有的IGBT。另外，在沒有獨立負電源的情況下，驅動變壓器還能夠為IGBT提供負壓，實現可靠的關斷并抑制干擾，且成本較低。因此，變壓器驅動是較為理想的IGBT驅動方式。

本文設計的IGBT變壓器半橋驅動電路如圖1所示。在變壓器的原邊連接兩個圖騰柱電路作為PWM波產生芯片的輸出級，以提高電路的驅動能力，最重要的是提供PWM波產生芯片輸出口與變壓器原邊之間的電氣隔離，防止變壓器原邊因設計、調試等問題發生短路時對PWM波產生芯片的損害。

2.1 變壓器原邊的隔直電容選取

由于PWM波產生芯片輸出的驅動波形通常含有直流成分，會造成驅動變壓器的偏磁。而變壓器偏磁會使磁通沿磁滯回線正向或反向持續增加直至使磁芯飽和(即原邊直通)，從而損壞器件。因此需在驅動變壓器的原邊串聯隔直電容，以濾除驅動脈沖中的直流成分[3]。

設變壓器原邊的勵磁電感為2 mH，驅動脈沖頻率為20 kHz。據電感電壓公式 UL=L×di/dt，則每個周期原邊電流為 Ip=15×0.025×10-3/(2×10-3)=0.187 A。設驅動脈沖電壓波動為10%，則初級電壓最小為15×0.9=13.5 V。設允許初級電壓下降為10%，即dV=1.35 V，則：

由式(3)可知，若電容的值取太小，則電壓的下降幅度將會很大，這會嚴重影響變壓器的驅動能力；反之，若電容值取得太大,則電容充滿電荷所需要的時間也就長，隔直的效果就會很差，式(3)給出了隔直電容的最小值。

2.2 變壓器的勵磁電感計算

變壓器的勵磁電感在設計中十分重要，勵磁電感不合理，會出現驅動能力不足的情況。其計算公式如下[4]：

其中，μ是磁導率，n1是原邊匝數，Ac是磁心的有效截面積，lm是磁路長度。

2.3 IGBT的驅動與關斷過程分析

在本文電路中，采用集成芯片產生驅動控制信號[5]，再通過圖騰柱電路與隔直電容傳遞到變壓器原邊。當驅動變壓器原邊上端電壓高于下端電壓時，次級高邊的電流方向如圖 2所示，圖中 MOSFET管 Q5由于 UGS＜UGS(th)＜0而導通，致使后面 IGBT的 UGE＞UGE(th)＞0，進入導通狀態。

當驅動變壓器原邊的上端電壓低于下端電壓時，IGBT的UGE＜0,提供此負壓的回路如圖3所示，需要指出的是，此時MOSFET管Q5雖然截止，但是 Q5有漏極(D)指向源極(S)的體二極管，這樣就能形成回路。在關斷的過程中，為了提高關斷速度，在電路中增加了放電三極管Q9，這樣由于在關斷時刻Q9導通，存儲在CGE的電荷將被迅速釋放以提高關斷速度。

變壓器次級低邊的導通與關斷過程與上述高邊的導通與關斷過程類似，只是低邊與高邊的導通、關斷時間有所不同。

此外,如圖1所示，當半橋中兩個IGBT同時導通時，即使是極短的時間，也將造成直流母線的與地之間的直通，進而引起短路，在高電壓、高功率的應用中十分危險。為避免這一狀況，在半橋的兩個IGBT開關中，當其中一個IGBT關斷的時刻，另一個不能立即導通，而應當存在兩個IGBT同時關斷的一段過渡時間,這段時間稱為死區[6]。

3 仿真波形分析

本文采用Saber仿真軟件對所設計的IGBT驅動電路進行功能驗證。Saber是專業的電子與電力電子的仿真軟件，因其具有仿真精度高等諸多優點，現已成為電子設計驗證工具的業界標準[7]。

3.1 輸入穩定時的驅動

圖4所示為圖1中的兩路PWM波輸入，其頻率均為 20 kHz，幅度均為 15 V，上升時間為 150 ns，下降時間為 100 ns，占空比均為0.4，下端的PWM波輸入較上端的PWM波需要延時半個周期，以使后面半橋兩IGBT的驅動波形產生死區，防止直流母線與地的直通。

圖5為半橋中兩IGBT的驅動波形(VGE波形)，實線為高邊IGBT的驅動波形，虛線為低邊IGBT的驅動波形。由圖中可見，兩驅動波形不存在使高低邊IGBT同時導通的時刻，而且驅動波形的正負幅值的絕對值均達到15 V左右，波形處于幅值時比較平穩，上升與下降速度較快，死區較為明顯(達到 5 μs～5.5 μs，為周期的 10%),是較為理想的驅動波形[8]。

3.2 輸入突變時的驅動

在IGBT驅動電路的實際運行中，輸入的PWM波往往由于電氣參數設置不合理、電磁干擾、工作環境的突然改變，或上電過程、占空比、頻率等的突變，會造成驅動波形的變化。所以本文將對輸入PWM波的突變進行模擬，觀察驅動電路是否能在輸入PWM波突變的情況下正常工作，以此判斷電路設計的合理性。

當輸入 PWM 頻率依次在5 kHz、10 kHz、20 kHz、4 kHz、10 kHz突變時，每種頻率的波形所持續的時間為各自的兩個周期，幅度均為15 V，上升時間為 150 ns，下降時間為100 ns，占空比均為0.4。圖6所示為上述頻率突變的情況下半橋中兩IGBT的驅動波形(VGE波形)，實線為高邊IGBT的驅動波形，虛線為低邊IGBT的驅動波形。從驅動波形的上升時間、幅值及死區時間等關鍵參數觀察，輸入PWM波頻率突變并沒有造成使高低邊兩IGBT同時導通的時刻，驅動能力也未受太大的影響。由此判斷，此驅動電路能夠適應輸入PWM波頻率突變的情形。

當 輸 入 PWM 波 占 空 比 依 次 在 0.48、0.1、0.45、0、0.46突變時，每種占空比的波形所持續的時間為兩個周期,幅度均為 15 V，上升時間為150 ns,下降時間為100 ns，頻率均為20 kHz。圖7所示為輸入PWM波占空比突變的情況下，半橋中兩 IGBT的驅動波形(VGE波形)，實線為高邊IGBT的驅動波形，虛線為低邊IGBT的驅動波形。通過分析，此電路同樣能夠適應輸入PWM波占空比突變的情形。

綜上所述，當輸入PWM波的頻率或占空比突變時，對應的驅動波形并沒有受到太大的影響，完全符合IGBT的驅動要求。所以，此驅動電路能夠在輸入PWM波頻率、占空比突變時保持安全、穩定的工作狀態。

結合Saber仿真軟件，本文所介紹的IGBT驅動電路能夠有效、可靠地驅動半橋電路中的兩IGBT開關管，并具有開關速度快、能夠提供關斷負壓、在輸入PWM波突變的情況下仍能穩定工作的特性，是一種較為理想的IGBT驅動電路。

[1]伍小杰，曹興，夏帥，等.IGBT驅動保護電路研究[J].電氣傳動，2010,40(10)：13-17.

[2]LIU K,HIRSI A.The IGBT test setup design[D].Swedish:Chalmers University of Technology,2008.

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[5]李康.HXD2機車充電機的研究[D].北京:北京交通大學,2010.

[6]潘飛蹊,陳星弼.用Buck-Boost變換器實現PFC和半橋驅動輸出[J].電力電子技術,2003,37(6):17-19.

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