一種用于PWM 控制Buck 型DC-DC 變換器的帶隙基準源

王宇星 ，朱 波

在DC-DC 轉換器芯片設計中，誤差放大器的參考電壓和其他模塊需要的參考電流由帶隙基準產生，可見基準的精度會直接影響到芯片的控制精度［1］。在眾多的基準實現電路中，帶隙基準(BGR)電路的研究最為廣泛［2-5］。就進行補償和具有正負溫度系數的電學量而言，可以分為電流模式帶隙電壓基準源和電壓模式帶隙電壓基準源。為提高電壓基準綜合性能水平，需將電流模與電壓模結構的優點充分結合。因此，具有負載驅動能力的電壓模Widlar 帶隙基準結構［6］，成為實現精度基準的理想結構選擇。

電路基于經典的Wildar 電壓基準環路控制系統分析的基礎上，通過高階補償完成系統分析和研究，進行仿真驗證和版圖設計，最后給出流片測試結果。

1 Widler 帶隙基準基本原理

Widlar 基準源［6］基本原理與電壓模基準相同，不同之處表現為系統反饋環路控制不僅實現的支路電流匹配的條件，同時通過負反饋控制穩定系統工作點，提高輸出負載的電流驅動能力和系統的PSRR 特性。圖1 所示的基于BJT 結構的Widlar 基準電路。Q3反向放大器構成系統閉環負反饋控制環路，利用其VBE 電壓的箝位作用實現R1與R2支路電流相等，并在R3電阻上形成PTAT 電壓定義的電流并傳遞到R1中，在R1和Q1串聯支路中最終形成電壓模基準輸出。反饋控制調節管Q4基極電位提供基準及負載支路所需電流，維持輸出不變，并且輸出電壓由電壓模基準支路定義。

圖1 基于BJT 的Widler 型電壓基準

Widler 型電壓基準的基準電壓從Q3的集電極引出，其表達式為:

從電路上看，ΔVBE是電阻R3上的壓降，ΔVBE=R3·Ie2。如果晶體管的β 值很高，可以忽略Iβ 的影響，則Ie2=Ic2，VR3=R2·Ic2=R2/R3·ΔVBE。

將VR2代入表達式(1)得:

在電路上，電路中R1和R2近似相等，都等于VREF減去一個VBE，所以Ie1/Ie2=Ic1/Ic2=R2/R1代入式(3)得

得到Widler 帶隙基準電壓表達式。式中第一項具有負的溫度系數，第二項具有正的溫度系數，適當地選擇電阻比值，可以使正、負溫度系數互相抵消，從而實現零溫度漂移。

這種結構的缺點就是電源電壓比較高，提高PSRR 性能的關鍵，可通過增益調節的反饋環路控制實現環路穩定，提高源跟隨緩沖器基極或柵極電位的動態調節能力，同時實現支路電流匹配。

2 電路實現

圖2 所示為基于Widler 型電壓基準基本原理設計的應用于BUCK 型DC-DC 轉換器的帶隙基準電路。

其中Q1、Q2、R1、R2、R3是帶隙基準電路的核心部分。Q1、Q2是采用1 ∶8的NPN 管，R1、R2和R3采用相同類型電阻;Q3、R4構成高溫段二階溫度補償電路。基準輸出電壓表達式為:

由于R1、R2和R3采用相同類型電阻，式(5)第二項是PTAT 電壓，由三極管理論知，VBE1具有負的溫度系數，是溫度的復雜高階函數，對于簡單一階補償的帶隙基準，Vref與T 的關系曲線向上凸，極值點出現在300 K 附近，在高溫階段Vref隨溫度升高逐漸降低。由于三極管的VBE的值隨溫度升高而減小，當溫度較低時，Q3的VBE值較高，大于電阻R2兩端電壓VR2，Q3截止，不消耗電流;當溫度升高到一定值時，VBE，Q3小于VR2，Q3導通，向電阻R3注入一路電流，使得R3的等效阻值增大，Vref值增加，Vref-T 曲線趨近平坦，起到高溫段補償作用。調節電阻R4的值，當R4增大，IQ3減小，補償作用減弱，Vref高溫段曲線降低;當R4減小，IQ3增大，補償作用增強，Vref高溫段曲線升高，但是R4阻值的大小并不影響Q3導通的溫度點。考慮補償VBE(T)二階項后，輸出基準電壓為:

圖2 高階補償帶隙基準電路

三極管Q3和帶隙核心主電路構成負反饋環路，以保證系統工作穩定性。

偏置電流由基準電壓經過一個VBE的壓降后除以電阻得到，表達式如下:

由此式可看到分子呈現正溫度系數，而R4、R5是為后面的OTP 電路產生偏置電流，R4、R5是高阻的PLOY 電阻，其為負溫度系數的電阻，則整個電流呈現了正溫效應。實際電路中QS2會提供另外一路電流，但因為此電流值與上式相比，可以忽略。另外經過此偏置電流鏡像為后續模塊提供的一般均為OP、比較器的偏置電流，其絕對值要求并不高，因此采用此種設計。

3 仿真結果與分析

本電路運用Cadence Spectre 工具和BD 0. 35 μm BCD 工藝，在-40 ℃～160 ℃溫度范圍條件下進行仿真。

電源電壓上電后，電路完成啟動，輸出基準電壓穩定在1.25 V。圖3 給出了高階補償后bandgap 在TT/SS/FF Corner 下溫度從-40 ℃～160 ℃的掃描結果。由圖可知，在tt 模型下，最小值和最大值之間差為12.5 mV 左右，主要是低溫時效果欠佳，從-25 ℃到160 ℃的溫度系數是22×10-6/℃左右，從-40 ℃到160 ℃溫度系數是65×10-6/℃左右。

圖3 基準在TT/SS/FF Corner 下溫度曲線

從圖3 可以看出，輸出的參考電壓具有二階溫度補償效果，而且單個Corner 下電壓隨溫度的漂移尚可。但是3 個Corner 比較可以發現SS 和FF 下的溫度變化在54 mV。這時，參考電壓0.923 V 的變化范圍大約在40 mV 左右。

圖4 所示，電源電壓從7.5V ～18V 的變化范圍內，基準輸出變化了0.03 mV/V，可以看出基準源有良好的電源電壓穩定性。

圖5 所示是高階補償后電源電壓為4.75 V 的Vref在TT/SS/FF Corner 的電源抑制比仿真結果，掃描范圍從100 Hz ～10 MHz，TT 模型下，低頻的時候電源抑制比在-57.37 dB，高頻的時候電源抑制比在-30 dB，3 個Corner 比較差異不大。基準在整個工作過程中有很高的電源抑制比。

圖4 輸出電壓隨電源電壓的變化曲線

圖5 基準電源在TT/SS/FF Corner 下抑制比仿真曲線

4 版圖與測試

4.1 版圖設計

帶隙基準在整個電路中是非常關鍵的模塊，它是否能正常工作，直接影響到整個芯片能否正常工作，而且輸出電壓的精度等指標是由帶隙基準決定的，因此帶隙基準設計時不僅要考慮電路原理圖，版圖的設計也非常重要。此模塊對匹配程度要求比較高，寄生的PNP 管要求高度匹配以保證低失調。該基準電路版圖見圖6 所示。

圖6 帶隙基準的版圖

4.2 測試與分析

測試工具:穩壓源、示波器、電感電流測試儀、萬用表。如圖7 所示，當VIN=12 V，EN=3 V，COMP與FB 短接，即可測量FB 點基準電壓，即電阻分壓V0.9 處電壓。

圖7 基準測試原理圖

表1 基準常溫實測結果

從圖8 可知，基準隨溫度呈負溫狀態，隨溫度的上升，基準會變小，常溫下，基準輸出電壓的值約為0.917 左右，與設計值相仿。

圖8 基準隨溫度測試曲線

5 結束語

本文電路利用運用Cadence 工具和BD 0. 35 μm BCD 工藝設計了一種應用于DC-DC 轉換器專用芯片的帶隙基準電路。從表2 本文電路與文獻［7］和文獻［8］電路模擬仿真性能比較，本電路精度高、結構簡單占用芯片面積小。如進一步優化高價補償，可進一步提高TC 性能。芯片流片后的測試結果滿足設計要求，已大量應用于實際產品中。

表2 基準源性能比較

［1］ 謝芳，戴慶元. 一種新型CMOS 集成降壓源IP 模塊的設計［J］.電子器件，2009，6(9):1027-1030.

［2］ Piero Malcovati，Franco Maloberti，Carlo Fiocchi，et al. Curvature-Compensate BiCMOS Bandgap with 1 V Supply Voltage［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuit，2001，36:1076-1081.

［3］ Paul R Gray，Paul J Hurst，Stephen H Lewis，et al.模擬集成電路的分析與設計［M］.北京:高等教育出版社，2005:284-310.

［4］ Kem iMoniwa A，Suneo Terasawa T，Kyoji Nakio，et al. Heuristic Method for Phase“Conflict Minimization in Automatic Phase”Shift Mask Design［J］.JPN J Appl Phys，1995，34:6584-6589.

［5］ Tham K M，Nagaraj K.A Low Supply Voltage High PSRR Voltage Reference in CMOS Process［J］. IEEE J Solid-State Circuits，1995，30(5):586-590.

［6］ Widlar R J. New Developments in IC Voltage Regulators［J］.ISSCC，1971，6(1):2-7.

［7］ 應建華，陳嘉，王潔.低功耗、高電源抑制比基準電壓源的設計［J］.半導體學報，2007，28(6):975-978.

［8］ Xing Xinpen，Li Dongmei，Wang Zhihual. A Novel CMOS Current Mode Bandgap Reference［J］.半導體學報，2008，7(29):1249-1253.