GaN基APD日盲紫外探測器讀出電路設計*

吳海峰，翟憲振，羅向東

(南通大學江蘇省專用集成電路設計重點實驗室，江蘇南通226019)

紫外探測技術是繼紅外和激光探測技術之后發展起來的又一軍民兩用的光電探測技術。紫外探測技術最直接的應用是導彈預警與跟蹤，此外，紫外探測器還可用于高保密性紫外通信技術，而紫外探測技術的關鍵是研制高靈敏度、低噪聲的紫外探測器件及其讀出電路［1-3］。波長處于日盲紫外波段的GaN基雪崩光電二極管(GaN-APD)陣列由于具有內部電流增益高、響應速度快，通過設計相應的信號處理電路，特別適用于探測微弱的紫外光信號［4］。然而，雪崩光電探測器工作在發生雪崩倍增附近的高反向偏壓下，暗電流和光電流都被放大。因此，高增益的代價是噪聲增加，在設計時必須綜合考慮噪聲特性和雪崩增益［5］。

本文設計了一種適用于工作在線性模式下的大規模GaN基APD陣列的讀出電路，其中針對APD的工作特性專門設計了高壓保護電路和暗電流消除電路。針對二級運放專門設計了電流偏置電路、帶隙基準電壓電路，并用小規模陣列讀出電路進行了驗證。

1 日盲紫外APD探測器的工作模式和特性

APD探測焦平面陣列(FPA)是由APD探測器陣列和讀出電路(ROIC)陣列組成的。其中APD的工作模式主要是由其兩端所加反向偏壓大小決定的，APD隨反向偏壓的增加而表現出對不同程度的光信號產生不同大小的電流。根據不同電壓下探測器的工作區域，它主要有3種工作模式，包括無增益模式(No gain)、線性模式(Linear mode)和蓋革模式(Geiger mode)［6］。其中線性模式是應用較多的一種工作方式。APD探測器工作在線性模式時產生的信號電流Ioutput為［6-7］:

式中:IP(unity)為無增益模式下產生的信號電流;M為APD的電流倍增因子，與APD反向偏壓有關。實驗表明，M隨反向偏壓的關系可以近似為:

其中，Vbr為APD的擊穿電壓，與APD探測器的結構有關;n為1～3的常數，與APD探測器的結構和探測波長有關［7］。

則有線性模式下實際的光生電流

式中:IPh為Id線性模式下的暗電流;Id(unity)為無增益模式下的暗電流。

由式(1)～式(3)可知，線性模式是在同等光照下APD產生的光電流隨偏置電壓的增加成線性倍增，倍增因子與接收的光信號大小無關［8］。因此，只要給APD加適當的反向電壓，使其工作在線性區，就能產生具有高增益的光信號電流。

GaN基APD日盲紫外探測器隨著反向偏壓的增加，響應率也隨之提高，其所加反向偏壓在80 V左右。在高的反向偏壓、高的內部增益的同時，日盲紫外的APD探測器的暗電流通常較大。一般GaN基APD工藝暗電流密度約為6.4×10-3A/cm2，而我們實際制備的日盲紫外APD探測器的暗電流密度大約在0.01 A/cm2～0.1 A/cm2，考慮到我們實際器件的面積為0.03 mm×0.03 mm，器件的暗電流大約在 0.1 μA ～1 μA，而光響應電流在 1 μA ～30 μA之間，因此消除暗電流對探測系統的影響十分必要。

考慮到日盲紫外APD的高反偏電壓以及大的暗電流的特性，在我們電路設計時，需要根據這些特點做充分考慮并做針對性設計。對于80 V的高反向偏壓［10］，當一個陣列中的某一APD被擊穿而不影響其他APD以及低壓讀出電路(一般5 V)的正常工作，在探測器與讀出電路之間設計了高壓保護電路。對于大的暗電流，我們在原來的1×8陣列中增加了一組APD陣列為參考陣列，通過擋光特殊處理，與未處理的APD陣列加同樣大小的反向偏壓，在一定光照下，即會產生一個基本相同大小的暗電流，通過減法電路消除暗電流對讀出信號的影響。

2 APD日盲紫外探測器陣列及時序圖

2.1 APD日盲紫外探測器結構

紫外探測器陣列如圖1所示，其中圖1(a)為1×9 APD探測陣列示意圖，陰影部分為APD參考單元，該單元經過擋光特殊處理，只有暗電流產生，工作條件和正常APD一樣，為正常APD單元提供參考暗電流。圖1(b)為讀出電路結構框圖，主要分三個部分:單元陣列、模擬輔助電路、數字輔助電路。單元陣列由讀出電路單元組成，通過它與探測器相連，并將探測器電流IDET讀入到積分電容Cint上。模擬輔助電路主要實現對積分信號的后續處理工作，如:對積分信號的采樣和放大、對采樣后信號的輸出、偏置電壓的產生、以及其他的一些功能。數字輔助電路主要實現對電路功能的控制和轉換，如:行列信號的產生、時鐘信號的分配、各種開關的控制信號的生成、以及一些附加功能。

圖1 紫外探測器結構示意圖

2.2 電路邏輯時序

圖2給出了我們設計的讀出電路的工作時序，其中CLK1和CLK2是移位寄存器的控制脈沖，其產生的選通信號寬度和時鐘周期相同，即在一個時鐘周期內讀取一個通道的電壓;RESET為復位信號，其為低電平時發生采樣，其為高電平時對積分電容進行復位;SH1、SH2是雙采樣信號，SH1為高電平時，電路進行積分前采樣，SH2為高電平時，進行積分結束前的采樣;ST為選通信號，在其為高電平后的第一個CLK1的上升沿產生一個選通信號，開始讀取第一個通道電壓。

圖2 讀出電路的工作時序

3 電路設計與分析

3.1 單元電路

圖3為探測器與讀出單元示意圖。讀出單元主要有保護電路、暗電流消除電路、積分電路、采樣保持電路、減法器電路、行選電路。其中積分電路采用CTIA結構，因為其有著線性度好、低噪聲、輸入失調小、壓擺率大等優點，能夠確保讀出電路信噪比高、動態范圍大。采樣保持電路用來消除KTC噪聲、l/f噪聲、以及FPN等噪聲，這里采用CMOS傳輸門作為采樣開關，減小了電路中的導通電阻和時鐘潰通效應，同時也提高了采樣速度。行選電路主要設計了一個PMOS源跟隨器，通過行選信號RSEL控制下面這個NMOS管，從而控制PMOS源跟隨器的輸出，此外采用PMOS還能消除器件的體效應，以及獲得更接近于1的增益。

圖3 探測器與讀出單元

3.2 保護電路

GaN基日盲紫外APD工作在線性模式的反偏電壓通常80V伏左右。我們設計的GaN基APD工作在78 V～80 V。對于讀出電路而言，它是低壓電路，正常工作在5V范圍內，這就需要在APD陣列與讀出電路之間設計一種具有保護后續電路的保護電路，以防止APD發生擊穿，造成探測器短路。

考慮到讀出單元面積有限，我們在設計保護電路時采用了一種簡單的電路結構。我們的保護電路輸入端與探測器相連接，電路主要是將2AP7型二極管反向串聯，兩二極管之間接一電阻，組成了一種嵌位保護電路。

保護電路工作原理如下:假設探測器反向偏壓VD為80 V，保護電路電源電壓Vd為1.2 V，電阻為5 kΩ(該電阻在電路中起限流和提高穩壓效果的作用。若不加該電阻即當R=0時，容易燒壞二級管，穩壓效果也會極差。限流電阻的阻值越大，電路穩壓性能越好，但輸入與輸出壓差也會過大，耗電也就越多。)。在APD正常工作時，保護電路相當于一個小電阻，對電路幾乎沒有什么影響，因此其輸出電壓主要由積分電路決定(即運放參考電壓Vref)。

當探測器短路時，即APD發生擊穿，保護電路輸入端電壓會達到80 V高壓，而2AP7型二極管最高反向工作電壓為100 V(峰值)，D2不會被擊穿，D1處在導通狀態，這時輸出電壓就被鉗制在了Vd，從而防止了高電壓和大電流對讀出電路的影響。

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工藝對保護電路作了仿真，仿真結果如圖4，從圖4可以看出，當APD發生短路時，輸出電壓被鉗制在1.2 V。

圖4 保護電路仿真

3.3 暗電流消除電路

由于日盲紫外APD陣列暗電流大，在80 V的反向偏壓下暗電流達到了μA級，其雪崩信號的放大有很大影響。所以在設計時，加入了一個參考APD單元，此單元經過擋光特殊處理，防止其在80 V反向偏壓時產生光生電流，也就是參考陣列在80 V反向偏壓下只產生暗電流，這樣只要設計合理的減法電路，就能很大程度上消除暗電流的影響。

如圖3所示，減法器電路一端接加掩模的APD產生的暗電流(即Iref)，另一端接來自正常APD產生的信號電流Ioutput。設計時將R2～R5設置成相同阻值R，假設接Ioutput端電壓為V1，接Iref端電壓為V2，減法器輸出端電壓為Vo。

根據運放的虛短虛斷:即Vn=Vp，In=Ip=0

由式(4)、式(5)、式(6)可得

由式(4)、式(6)、式(7)可得

所以在設計時只要將R2～R5的阻值設置成與負載相等的阻值，就可以基本上消除暗電流的影響。從而得到了近乎等于紫外光產生的信號電流。

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工藝對消除暗電流電路作了仿真，仿真結果如圖5，從圖5可以看出，當參考暗電流Iref為1 μA，而正常APD探測器產生的信號電流Ioutput從1 μA到1.7 μA變換時，減法器輸出電流Iint幾乎等于兩者的差值。

圖5 暗電流消除電路仿真

3.4 電流偏置電路

圖6中給出了CITA的電流偏置電路圖，我們采用的是共源-共柵結構，由M1～M66個MOS管以及一個電阻RS組成。此電路是為了得到一個與電源電壓VDD無關的輸出基準電流。其中電阻RS使得M5和M6倆NMOS管產生電壓差V，即RS倆端的電壓V=IOUTRS，由于IREF=IOUT，可以得到

而在共源-共柵結構的作用下，A，B點電壓和X，Y點電壓近似相等，這樣就減小了溝道長度調制效應，即有

因此，可得

這樣就得到了一個與電源電壓VDD無關且穩定的偏置電壓，其產生的電流特性只與電阻RS和MOS管參數有關。

圖6 電流偏置電路

3.5 帶隙基準電壓電路

紫外探測器焦平面陣列在工作時需要給探測器提供穩定不隨溫度變化的偏壓，而偏置電壓是通過CTIA運放虛短虛斷的特性加到探測器上的，所以在讀出電路中，要為CTIA運放的正相端設計一種低溫漂的帶隙基準電壓電路。

對于一個雙極晶體管，其集電極電流IC與基集-發射集電壓VBE的關系為

其中，IS是雙極晶體管的飽和電流;VT=kT/q，k為玻爾茲曼常量，q為電子電荷。進一步利用飽和電流IS的計算公式，可以得到VBE電壓的溫度系數為

式中，m≈-1.5，Eg=1.12 eV是硅的帶隙能量。

當VBE≈750 mV，T=300 K 時mV/K。

因此，ΔVBE就表現出負溫度系數。

如果倆個同樣的晶體管(IS1=IS2=IS)偏置的集電極電流分別為nI0(n為倆晶體管的并聯個數比值)和I0，并忽略它們的基極電流，那么它們基極-發射極電壓差值為

得因此，ΔVBE就表現出正溫度系數。

利用上面的正、負溫度系數的電壓，就可以設計一個具有零溫度系數的基準電壓VREF，設計的帶隙基準電壓電路如圖7所示，M0～M6，R1，Q1和Q2是產生PTAT(Proportional To Absolute Temperature)電流的電路結構，M7和M9為PTAT提供偏置電壓。圖中PTAT產生的電流I3流過電阻R2，從而產生PTAT電壓I3R2，再將這個電壓加到雙極晶體管Q3的基極-發射極電壓上，從而獲得輸出基準電壓

式中M為M8與M5管的寬長比比值。

因此，當R1，R2，M和n滿足關系時，帶隙電壓基準可以在T=300 K時獲得零溫度系數。

圖7 帶隙基準電壓電路

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工藝對帶隙基準電壓電路作了仿真，仿真結果如圖8，從圖8可以看出，當電阻R2為265 kΩ時，基準電壓有最好的溫度特性。

圖8 帶隙基準電壓電路的溫度特性仿真

4 仿真結果與版圖設計

如圖9所示，我們對單通道電路進行瞬態仿真，信號輸入從1 μA到1.6 μA進行掃描，步長為0.1 μA。可以看出，積分電容上的放電過程線性度較好。所以對積分時間25 μs和積分電容4 pF的選取還是合理的。

圖9 不同積分電流時，積分電容上的電壓變化

圖10為負載為10 kΩ時，不同光生電流下單元電路的電壓輸出波形。

圖10 不同光生電流單元電路電壓輸出波形

從圖11中我們得到不同光生電流時單元電路I-V特性的線性度不低于99%。

圖11 不同光生電流時，單元電路I-V特性的線性擬合

圖12為8通道讀出電路一個周期的輸出波形，可見，隨著積分電流的不同，每個通道最后讀出的電壓也不同。由于第一個通道存在邊緣效應的影響，讀出數據有點偏差外，其余7個通道的數據基本正確。也就是電路的輸出擺幅在0到2.25 V。

圖12 不同積分電流時，8通道輸出電壓波形

圖13為1×8通道電路版圖，版圖設計采用Cadence Virtuoso Editing繪制，尺寸為 500 μm ×650 μm。中間的重復單元是單元電路，芯片將采用CSMC 公司 0.5 μm Double Poly Triple Metal CMOS工藝進行流片驗證。

圖13 1×8通道電路版圖

5 總結

本文介紹了一種工作于線性模式下的GaN基APD陣列讀出電路，對讀出單元電路做了詳細的設計分析。電路設計中包含擊穿保護電路、暗電流消除電路以及為CTIA運放設計的電流偏置電路和帶隙基準電路，從而保證了電路適用于APD工作在線性模式以及積分電流達到μA量級。完成了1×8讀出電路的設計并給出了電路功能仿真和版圖設計，仿真結果表明，讀出電路耐高壓不小于80 V，當積分電容為4 pF，積分時間為25 μs。時鐘頻率為100 kHz的時候，電路的電荷存儲能力為5.6×107個，輸出擺幅在0～2.25 V，讀出電路的輸出電壓線性度不低于99%。

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