一款應用于多頻帶的基于新型Cascode有源電感的高Q帶通濾波器*

高 棟，張萬榮，金冬月，丁春寶，趙彥曉，卓匯涵

(北京工業大學電子信息與控制工程學院，北京100124)

為了解決采用無源螺旋電感的濾波器的這些缺陷，人們在濾波器電路中引入了基于回轉器原理的有源電感電路結構［8-10］。有源電感由于其具有小面積，大電感值，高Q值，且電感值、Q值和諧振頻率可調諧等優勢而備受關注。有源電感的引入雖然提高了濾波器的Q值并擴展了中心頻率的調節范圍，但Q值和中心頻率的調節往往是互相影響的。為了在保證濾波器高Q值的基礎上，實現濾波器的Q值和中心頻率的可獨立調節，本文設計了一款基于新型Cascode有源電感和有源負阻電路的二階差分有源帶通濾波器。設計中所采用的新型有源電感是在基本Cascode有源電感［11-12］的基礎上，引入了分流支路和有源電阻反饋結構實現的。這種電路拓撲能很好地滿足濾波器的高Q、可調諧及小面積的需求，更利于實現集成。

1 有源濾波器的電路設計

本設計的二階差分有源帶通濾波器結構圖如圖1所示，由差分輸入級、兩個有源電感(AI)、有源負阻電路和差分輸出級構成。其中有源電感是濾波器電路的主要構成部分和功能模塊，負阻電路用于有效補償有源電感產生的電阻損耗，提高濾波器的Q值。下面對各模塊進行詳細地分析。

圖1 二階差分有源帶通濾波器結構圖

1.1 輸入輸出級

本文設計的二階差分帶通濾波器的輸入級是兩個MOS管構成的Cascode結構，如圖2(a)所示。這種Cascode輸入級結構能提供很大的輸出電阻，這樣就極大地減小了輸入級和有源電感之間的負載效應，用于進行輸入阻抗匹配，并將差分輸入電壓轉化成電流提供給兩個有源電感。

圖2 輸入輸出級結構

輸出級是由一個MOS管和一個電流源構成的源隨緩沖器結構，如圖2(b)所示。這種結構能提供很大的帶寬、非常大的輸入阻抗以及很小的輸出阻抗，用以將有源電感的輸出和負載進行隔離［13］。該輸出緩沖級的輸出阻抗可通過改變構成源隨緩沖器的電流源的偏置條件來進行調節。

1.2 有源電感

基本Cascode有源電感結構如圖3所示。晶體管Q3與Q1構成了Cascode結構，有效地增加了Q1的輸出電阻，實現了帶寬的擴展。與此同時，Cascode結構還使得有源電感等效電路中的串聯電阻減小，并聯電阻增加，這兩個變化都有利于Q值的增大。然而這種Cascode有源電感的等效電感值和Q值還是較小。

圖3 Cascode有源電感電路結構

為了進一步增大有源電感的電感值和Q值，我們在上述Cascode有源電感的基礎上引入了分流支路MZ和有源反饋電阻Rf，如圖4(a)所示。引入分流支路MZ之后，可以通過調節MZ的柵壓控制支路分流的大小，來改變流經Q1的電流，從而調節Q1的跨導，進而實現對等效電感值的可調。反饋電阻Rf會在回路中形成一個額外的感抗，從而有效地增加Cascode有源電感的等效電感值。隨著等效電感值的增大，Q值也隨之增大。為了實現電路的可調諧，我們用如圖4(b)所示的有源電阻電路替代Rf，實現反饋電阻的可調。

圖4 新型有源電感電路拓補和有源電阻電路結構

圖4(a)所示的新型Cascode有源電感的等效電路圖如圖5所示。其各等效參數表達式如下:

其中，gm1、gm2、gm3分別為晶體管Q1、Q2、Q3的跨導，cπ1、cπ2、cπ3分別為晶體管Q1、Q2、Q3的基極發射極電容，Ro為 MOS管MZ的輸出電阻。由式(3)、式(4)可得，分流支路的引入在L的表達式的分子中引入了1/Ro項，隨著MZ柵壓Vturn的增大Ro減小，從而有利于等效電感值的增大，實現大電感值。Rf的采用在L和RS表達式的分子中分別引入了一個大于1的項(1+Rfgm3)，等效電感值隨Rf的增大而增大，而串聯電阻RS則隨Rf的增大而減小。等效電感值的增大和串聯電阻的減小都有利于Q值的增大［14］。因此我們可以通過調節構成有源電阻的MOS管MR的柵壓VR來獲得可變的等效電阻值，從而實現對Q值的調諧，得到較大的Q值。

另外，如果選擇跟團游，超過70歲以上老人，一般要求有可照顧老人家屬陪同，對于具體參團目的地暫時沒有限制，但建議游客選擇行程輕松、舒適，不過于勞累或疲憊的線路，此外不建議參加有較大安全風險的產品，例如水上項目、高風險運動類的產品。

圖5 新型Cascode有源電感的等效電路圖

新型有源電感的自諧振頻率ω0I可近似表示為:

由式(5)可得，諧振頻率 ω0I與gm1、gm2成比例，因此我們可以通過調節有源電感中的電流源I1、I2的大小來改變晶體管Q1和Q2的跨導，從而實現對諧振頻率的調節。

由以上分析可得，我們可以實現對Q值和諧振頻率ω0I分別進行獨立調節:通過改變MR的柵壓VR可得到隨柵壓變化的有源電阻值，從而實現對Q值的調節而不影響諧振頻率;通過調節等效電流源I1、I2電流的大小改變gm1、gm2的值，實現對諧振頻率ω0I的調節，其中跨導gm1、gm2的變化對Q值的影響可通過調節有源電阻Rf的值得到補償。

1.3 負阻電路

盡管使用有源電感能增大濾波器的Q值并實現Q值的可調，但同時也產生了電阻損耗。為了補償有源電感電路產生的電阻損耗，進一步增大濾波器的Q值，并進一步實現濾波器Q值的可調，本文設計的有源濾波器電路中采用了負阻電路，如圖6(a)所示，由兩個交叉連接的差分對MOS管和一個電流源構成，其小信號電路圖如圖6(b)所示。如果構成負阻的兩個MOS管具有相同的尺寸，則該負阻電路的等效電阻值為-2/gm，并聯電容值為Cgs/2，其中gm和Cgs分別為構成負阻電路MOS管的跨導和柵源電容。

圖6 有源負阻電路及其小信號電路圖

將該負阻電路并聯在上述有源電感電路中之后，如圖7所示，則有源電感的Q值增加為:

其中gmn=gm/2，RP是有源電感等效電路中的并聯電阻，Q0為不帶負阻的有源電感的Q值。由上式可以看出，通過調節電流源I5的電流大小來改變gmn可實現對Q值的調諧，理論上當gmn=1/RP時，帶負阻電路的有源電感的Q值可以達到無限大。然而從圖6可以看出，負阻電路引入的并聯電容將增大整個電路的寄生電容，從而減小諧振頻率。這個問題可以通過減小負阻電路MOS管的尺寸來進行有效地補償。

圖7 加入負阻電路的有源電感的等效電路圖

1.4 最終電路拓撲

本文提出的基于上述新型Cascode有源電感和有源負阻電路的二階差分帶通濾波器的最終電路拓撲如圖8所示，由差分輸入級、兩個新型Cascode有源電感、負阻電路-Rn和差分輸出級構成。

圖8 二階差分有源帶通濾波器電路拓撲

通過調節有源電感中的電流源I1的電流大小，可以實現對濾波器中心頻率的調節;通過改變有源電阻和負阻電路-Rn的阻值可對濾波器的Q值進行調節。當通過調節I1的電流大小對濾波器中心頻率進行調節時，I1的變化引起的濾波器Q值的變化，可以通過調節有源電阻Rf的阻值來進行補償，從而實現了對濾波器中心頻率和Q值的獨立的調諧。

2 仿真驗證

采用Jazz 0.35 μm SiGe BiCMOS工藝，利用Agilent ADS仿真工具對所設計的有源帶通濾波器的Q值和中心頻率隨偏置條件變化的關系進行了仿真驗證，電源電壓為5 V。

通過調節有源電阻電路的偏置電壓VR可得到不同的濾波器特性，如圖9(a)所示。在S(2，1)取最大值的頻點3.6 GHz處，我們提取了不同偏置電壓VR下濾波器的Q值，如圖9(b)所示，隨著VR從1.95 V變化到0.92 V，濾波器的Q值由26逐漸增大到342。

通過調節構成負阻電路的電流源I5的電流值也可得到不同的濾波器特性，如圖10(a)所示。在S(2，1)取最大值的頻點3.7 GHz處，我們提取了不同偏置條件I5下濾波器的Q值，如圖10(b)所示，隨著電流源I5的電流從748 μA變化到26.5 μA，濾波器的Q值由13逐漸增大到374。

通過調節有源電感中電流源I1和MOS管MR的柵壓VR可得到一系列濾波器的S(2，1)隨頻率變化的關系，如圖11(a)所示，隨著電流源I1提供的偏置電流從1.04 mA逐漸變化到0.654 mA時，濾波器的中心頻率在0.2 GHz～3.7 GHz頻帶范圍內變化。I1的變化對濾波器Q值的影響可通過調節MOS管MR的柵壓VR改變有源電阻的阻值來補償，使得濾波器在中心頻率隨I1變化時最大Q值始終保持在226左右，如圖11(b)所示。

通過以上分析可得，本設計的濾波器實現了中心頻率和Q值獨立的調節。并得到了可工作在多頻帶的高Q二階差分有源帶通濾波器。

圖9 不同偏置條件VR下濾波器的特性及Q值的變化

圖11 濾波器Q值不變的條件下中心頻率隨偏置條件的變化

3 結論

本文設計了一款基于新型Cascode有源電感和有源負阻電路的二階差分有源帶通濾波器。在基本Cascode有源電感的基礎上，新型有源電感加入了分流支路和有源電阻反饋結構，用以實現對濾波器Q值的調節。有源負阻電路的采用能有效地補償有源電感引入的電阻損耗，增大濾波器的Q值。通過調節有源電感和負阻電路的偏置條件，可實現在濾波器Q值不變的條件下對中心頻率進行調節。經過仿真驗證，結果表明，在3.6 GHz處，通過調節有源電阻的偏置條件VR，濾波器Q值的調節范圍為26～342。在3.7 GHz處，通過調節有源負阻電路中電流源I5的偏置條件，濾波器Q值的調節范圍為13～374;通過調節有源電感中電流源I1的偏置條件，濾波器的中心頻率在0.2 GHz～3.7 GHz頻帶范圍內變化，且Q值始終保持在226。濾波器的以上特性能使其很好地應用于多頻帶的無線系統。此外，用有源電感替代無緣電感極大地減小了有源濾波器占用芯片的面積，降低了成本，增加了可調性，更利于集成。

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