帶補償網絡的高精度LED恒流驅動電路的設計

洪 靜，王衛東

(桂林電子科技大學信息與通信學院，廣西桂林541004)

隨著LED成為平板顯示領域的主流［1］，對LED顯示屏的要求也不斷提高。而LED為電流驅動型器件，即在一定的正向電流工作范圍內，其發光亮度與流過器件的電流大小成正比，故只要保證每個LED管中的電流恒定，就能保證顯示設備的亮度一致［2-4］。常用的恒流驅動電路有開關模式與線性調節模式［5］。開關模式驅動電路將引入 EMI［6］。本文采取線性模式的調節方法，并通過改善系統的瞬態響應與提高輸出電流鏡的輸出阻抗，使輸出電流在供電電壓與環境溫度發生變化時，仍能保持較高的穩定性。

1 電路設計

文中設計的恒流驅動電路的整體結構框圖如圖1所示。其主要包括基準電流產生模塊、補償網絡、電流調節模塊?；鶞孰娏靼l生器產生參考電流Iref，該電流通過高精度電流鏡后變為M倍，最后再經由電流調節器使電流變為MNIref輸出，并保持輸出電流恒定。補償網絡是一個帶寬非常高的內部負反饋環路，它能夠感應任何負載電流的變化，并將信號送回到M1的柵極從而改善瞬態響應。最終的輸出電流滿足:

這里μn為電子遷移率;Cox為單位面積柵電容;W和L分別為柵的寬與長。電流變化率為:

圖1 電路總體結構

1.1 基準電壓

本文采用帶隙基準為運放放大器提供基準電壓，該電路主要由帶隙基準核心電路與啟動電路構成。如圖2所示，雙極晶體管在不同電流密度下工作時，它們的基極-發射極電壓的差值與絕對溫度成正比［7］。該電壓差值作用于一個電阻上，并通過電流鏡復制流過該電阻的電流，即可獲得PTAT電流I2，在輸出支路上產生與絕對溫度成正比的電壓I2R2，該電壓加在Q5的基極-發射極電壓上，即可得到基準輸出電壓。在帶隙基準核心電路中，將兩個二級管串聯使用，可以降低運放的失調電壓［8］;采用低壓共源共柵電流鏡復制電流，可抑制溝道長度調制效應，減小電源電壓變化對電流的影響，提高輸出電流的精度［9］。輸出電壓可表示為:

式中，VOS為運放的失調電壓，n為Q1、Q2與Q3、Q4的 面 積 比。 當VBE，Q5≈ 750 mV，T=300 K時，?VBE，Q5/?T≈ -1.5 mV/℃，?VT/?T≈ 0.087 mV/℃。故當滿足(1+R1/R2)lnn≈17.2的關系時，可獲得零溫度系數電壓。

圖2 帶隙基準

啟動電路的作用是確保核心電路在上電后能迅速擺脫零電流狀態而穩定工作，其工作原理為:若上電后各支路電流為零，則所有的PMOS管關斷，M11的柵極為低電位，M11導通，并向R2和Q4所在的支路注入電流。一旦電路擺脫零電流狀態，M12、M13、M14將M11的柵極電位拉高，將M11關斷，使啟動電路脫離主電路，完成啟動過程，帶隙基準進入正常工作狀態。

1.2 補償網絡

圖1的基準電流產生模塊中，當M1的電壓降較大或是連接線的寄生參數較大時，M1的漏極電壓及流過其中的電流會發生振蕩［10］。其小信號模型如圖3所示。

圖3 小信號模型

其傳輸函數為:

這里C0為從輸出端看進去的對地電容。由式(4)知，系統在右半平面存在一個零點，這將大大降低系統的穩定性。為解決這一問題，文中設計了圖4所示的補償電路。

圖4 補償網絡

該補償網絡的偏置電流由M9提供。M11為M10提供偏置電壓并確保其工作于飽和區。M10、M12組成共源共柵結構，其輸出阻抗約為gmr20，這是一個較大的阻抗，它可以有效地防止前饋通路的形成，從而避免右半平面出現零點。M13與偏置電流源組成一個共源放大器，同R2共同作用將C上的采樣電流轉化為電壓并改善瞬態響應。加入該補償網絡有:

則有

同理

由上式可知，該結構為系統在左半平面引入了一個零點，從而可使系統穩定。

1.3 高精度電流鏡

要保證輸出電流有較高的穩定性，電流鏡的應用很關鍵。而精度與輸出阻抗是決定電流鏡性能的最重要的參數［11］。為解決這些問題，文中應用的高精度電流鏡如圖5所示。

圖5 高精度電流鏡

MOS管M0、M2、M3構成一個兩級的共源共柵電流鏡。偏置管 M1、M4、M5、M6和 M7用于改善共源共柵電流鏡的匹配精度。3個負反饋增益階M8、M9、M10能夠極大地增加電流鏡的輸出阻抗。這里“A”表示每個增益級的電壓增益。該電流鏡的輸出阻抗Rout可由以下推出:

由式(11)可知該電流鏡具有很高的輸出阻抗。

如圖5所示，電壓V1是獨立于V0的。當V0與V1增加時，由于存在3個負反饋回路，則Vds11減小。電壓Vds11作為一個負反饋信號連接至M3的柵極，Vds11下降導致V1下降。故此，負反饋回路將V1鎖定，換句話說即是V0的變化不會導致V1發生變化，所以可以得到穩定的輸出電流Iout。

另外，在該電流鏡中，M4、M5、M6及 M7用于匹配電流IM1與IM2，并使VGS8=VGS1。因為VGS0=VGS1=VDS0，且VGS8=VGS2，易得出VDS2=VDS0，使Iin=Iout。

2 仿真結果

采用CSMC 0.5 μm CMOS數?；旌瞎に?，在Cadence中使用Spectre對圖2電路進行仿真，并在表1中對比文獻［12］進行了性能比較。

外接電阻不同時恒流輸出特性曲線如圖6所示。阻值為620 Ω～8 500 Ω時，輸出電流變化范圍為3 mA～40 mA。

圖6 恒流輸出隨外接電阻的變化曲線

圖7所示為系統的瞬態仿真圖。由圖可知系統的階躍響應時間為2.5 μs，輸出曲線無振鈴，表明系統具有較高的穩定性。

圖7 系統瞬態仿真圖

當電源電壓為5 V，外接電阻為620 Ω，在 tt、ff、ss工藝角下，溫度從-40℃ ～85℃變化時，輸出電流隨溫度變化的曲線如圖8所示。電流最大值為40.89 mA，最小值為39.76 mA，電流最大溫度系數為 58.85×10-6。

當環境溫度為27℃，外接電阻為620 Ω，在tt、ff、ss工藝角下，電源電壓從4.5 V～5.5 V變化時，輸出電流隨電源電壓變化的曲線如圖9所示。電流最大值為40.52 mA，最小值為39.55 mA，電流最大變化率為1.62%。

圖8 輸出電流隨溫度變化曲線

圖9 輸出電流隨電源電壓變化曲線

表1 性能比較

3 總結

設計一個帶補償網絡的高精度LED恒流驅動電路。該電路的基準電壓由帶隙基準產生。利用補償網絡改善電路的瞬態響應。采用高精度電流鏡提高輸出電流的精度，實現了電流的穩定輸出。在Cadence中利用Spectre對電路在各工藝角下進行仿真，仿真顯示:電源電壓從4.5 V～5.5 V變化時，電流最大變化率為1.62%，溫度從-40℃～85℃變化時，電流最大溫度系數為58.85×10-6。外接電阻為620 Ω ～8 500 Ω 時，對應驅動電流變化范圍3 mA～40 mA。結果表明，該驅動電路穩定性良好，符合設計要求。

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