反激變換器緩沖回路的設計

蔡程程，秦會斌

(杭州電子科技大學CAE研究所，杭州310018)

隨著電力電子技術的發展，開關電源正趨向于小型化和輕量化。反激變換器具有成本低、體積小等優點，易于實現多路輸出等優點，被廣泛應用于中、小功率的電源中［1］。為了減小電源的體積和重量，提高開關頻率是最可行的方法。然而，隨著開關頻率的提高，開關損耗也越來越大，帶來了效率降低和發熱嚴重的問題，反激式變換器在開關管關斷的瞬間會產生很大的尖峰電壓。這個尖峰電壓會嚴重的影響開關管的工作，需要設置緩沖吸收回路對其進行抑制。

很多種方法可以實現緩沖吸收的目的，總體上主要通過兩種方法［2］:一是減小漏電感，二是耗散過電壓的能量，或者使能量反饋回電源中。減小漏感主要靠工藝;耗散過電壓的能量通過與變壓器或者開關管并聯的緩沖電路;能量反饋回電源則采用附加電感和定向二極管的方法。下面主要介紹RCD緩沖回路與LCD吸收回路的設計方法。

1 RCD緩沖回路

圖1所示是實際變壓器的等效電路，勵磁電感與理想變壓器并聯，漏感與勵磁電感串聯。勵磁電感能量可通過理想變壓器耦合到副邊，而漏感因為不耦合，能量不能傳遞到副邊，如果不采取措施，漏感將通過寄生電容釋放能量，引起電路震蕩，影響電路工作［8］。為提高電路工作，可在變壓器前級加入RCD吸收回路。

由于電容為儲能元件，因此在變壓器的初級繞阻前面加上電容，在開關管關斷的瞬間能夠將變壓器中儲存的漏感能量轉移到電路的箝位電容上去［3］。另外，由箝位電容箝位電阻于二極管組成的RCD回路就能夠將此部分能量消耗。從而減小了開關管的電壓應力。圖2所示為加入RCD吸收回路的反激變換器。RCD鉗位吸收電路由鉗位電阻R1，鉗位電容C1和二極管D1組成。加入RCD箝位電路之后，Lleak中的大部分的能量將在開關管關斷的瞬間轉移到箝位電路的箝位電容上，然后這部分能量被箝位電阻消耗，這樣就減小了開關管的電壓應力。

圖1 變壓器模型的反激變換器

圖2 有RCD緩沖回路的反激變換器

對于電容與電阻值的選擇，綜合考慮以下因素，選擇最適合的值:

(1)RCD電容C偏大

電容端電壓上升很慢，因此導致開關管電壓上升較慢，導致開關管關斷至次級導通的間隔時間過長，變壓器能量傳遞過程較慢，相當一部分初級勵磁電感能量消耗在RC電路上。

(2)RCD電容C特別大

電容電壓很小，電壓峰值小于次級的反射電壓，因此次級不能導通，導致初級能量全部消耗在RCD電路中的電阻上，因此次級電壓下降后達成新的平衡，理論計算無效了，輸出電壓降低。

(3)RCD電阻電容乘積R×C偏小

電壓上沖后，電容上儲存的能量很小，因此電壓很快下降至次級反射電壓，電阻將消耗初級勵磁電感能量，直至開關管開通后，電阻才緩慢釋放電容能量，由于RC較小，因此可能出現震蕩，就像沒有加RCD電路一樣。

(4)RCD電阻電容乘積R×C合理，C偏小

如果參數選擇合理，開關管開通前，電容上的電壓接近次級反射電壓，此時電容能量泄放完畢，缺點是此時電壓尖峰比較高，電容和開關管應力都很大。

(5)RCD電阻電容乘積R×C合理，R，C都合適

在上面的情況下，加大電容，可以降低電壓峰值，調節電阻后，使開關管開通之前，電容始終在釋放能量，與上面的最大不同，還是在于讓電容始終存有一定的能量。

綜上考慮得知，在RCD吸收回路的設計過程中，我們一般采取，其中V為箝位clamp電壓，ΔVclamp為箝位電容上的電壓波動，fs為變壓器的工作頻率。

當開關管導通時，輸入電壓V加在變壓器繞組上，由于二極管反向偏置，阻止箝位電容的放電，所以Vc≈0。當開關管關斷時，變壓器漏感中的能量給開關管的漏源極間電容和電路中的其他雜散電容充電，直到漏源電壓達到U，二極管導通，箝位電容電壓逐漸上升，即漏源電壓也逐漸上升，而且箝位在2%數值［4］。在剩余時間里，隨著電阻放電電流減小，電容的電壓會返回到原來值，多余的能量被電阻消耗。

在穩態工作時，因為箝位電容的電壓會自動調整，直到多余的能量消耗在電阻上。如果沒有RCD緩沖電路，漏感中的能量將會在開關管關斷瞬間轉移到開關管的漏源極間電容和電路中的其他雜散電容，此時，開關管的漏極將會承受較高的電應力，導致開關管失效。

RCD緩沖電路最簡單，成本最低，可降低開關管的電壓應力，但其損耗較大，箝位電壓依賴于變換器的輸出電流，與輸入電壓無關，會隨電阻減小而減小，但損耗增大［5］。

2 LCD緩沖回路

LCD緩沖回路如圖 3所示，由L，C，D1，D2組成。LCD緩沖回路不但能夠有效的抑制開關管關斷時由漏感能量造成的電壓尖峰，而且能夠將變壓器的漏感能量反饋回電網。

如果LC諧振頻率遠大于開關頻率，在開關管導通和關斷期間，箝位電容的極性將不斷改變。開關管關斷時，其漏極電壓開始上升，D1導通，電容將進行充電，減緩了漏極電壓上升的速度，電容兩端的電壓為

圖3 LCD緩沖回路

式中I0為開關管關斷時初級繞組流過的電流，Vref為輸出反射電壓，Lkp為變壓器初級繞組漏感。

開關管導通后，箝位電容通過S、L和D2進行放電。L、D2和C產生諧振，大約半個振蕩周期后，以電壓形式儲存在電容上的能量轉變為電流形式，儲存在電感中，電容的電壓極性改變，充電到Vin。在下半周期內，L上端電壓繼續升高，即電容兩端電壓大于Vin，D1導通，儲存在電感中的剩余能量通過D1返回電網。

在這種工作狀態下。箝位電容C的電壓與輸入電壓無關，依賴于負載電流的大小。由于LC諧振頻率非常高，電容C的值不能設計得過大，因此，在重載條件下，箝位電壓遠大于輸出反射電壓(通常為Vref的2～4倍)。

LC諧振頻率，如果LC諧振頻率小于電路開關頻率，開關管導通期間，箝位電容儲存的能量通過LC振蕩，只有一小部分傳遞到電感［6］。開關管關斷后，電感中的能量通過D1和D2返回電網。箝位電容的電壓極性不會發生改變。電容值如果足夠大，在整個開關周期內，電容電壓的微小變化將忽略不計。在穩定狀態下，達到能量平衡后

式中Lm為變壓器初級繞阻電感。

由于變壓器漏感遠小于初級電感，箝位電容電壓與輸出反射電壓緊密相關，因此，選擇一個合適電感，箝位電容的電壓將對輸入電壓的依賴很小，并且箝位電壓可維持在比輸出反射電壓略高的一個值上，基本與輸入電壓無關。開關管的電壓

在寬輸入電壓情況下，LCD緩沖電路的箝位電壓非常低，接近于輸出反射電壓，不隨負載電流而變化，且無損耗，但需要額外提供一個可以與變壓器初級電感匹配的電感。用來減小開關管電流應力。在實際電路設計中，為了減緩開關管漏極電壓上升速率，LC諧振頻率，電容 C 取值應足夠大［7］。

3 實驗結果

設計一個采用LCD緩沖回路的反激式開關電源。

輸入電壓U:20 V～30 V;輸出電壓U:10 V;輸出電流L:0～5 A;工作頻率:300 kHz。

圖4 箝位電容兩端的對地電壓

從圖4可以看出，在開關管開通時，開關管電壓迅速下降;而在開關管關斷時，開關管電壓緩慢上升，有效地降低了開關損耗。開關管關斷時，開關管上沒有出現大的浪涌電壓，開關管電壓被有效地箝位，因而開關管上的電壓應力較小。在關斷的瞬態過程中，開關管電壓有一個小的振蕩過程，這是由于輸出整流二極管的反向恢復而產生的。測試結果表明，LCD緩沖電路不但能將變壓器的激磁能量反饋回電網，而且能有效地抑制開關管關斷時的電壓尖峰，電源整體轉換效率較高，大于86%，實現了無損耗箝位。而同樣條件下的RCD吸收回路，電源整體轉換效率只能達到84%。由上可知，LCD吸收回路的整體效率要高于RCD吸收回路。

4 總結

本文分析了RCD緩沖回路與LCD緩沖回路，并進行了比較。

RCD緩沖回路最簡單是一種低能耗的緩沖回路，用來耗散過電壓的能量，但是有損耗，不能有效的吸收漏感的能量。LCD緩沖回路能夠有效的降低開關管的尖峰電壓，并且能將變壓器漏感儲存的能量反饋到輸入電源，大大提高了電源的轉換效率。在實際應用中，應該綜合考慮電路的特點和要求，選擇合適的緩沖電路，進一步降低開關管的開關損耗和過電壓尖峰，提高開關電源的性能和可靠性。

［1］張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計［M］.修訂版.北京:電子工業出版社，2004.

［2］Abraham I Pressman，Keith Billings，Taylor Morey.Switching Power Supply Design［M］.3 版.北京:電子工業出版社，2010.

［3］張杰，李文石.一種快速設計反激開關電源主電路的新方法［J］.電子器件，2009，32(3):604-607.

［4］張蘭紅.基于電流控制技術反激DC/DC變換器研究［D］.南京航空航天大學，2001.

［5］徐龍祥.RCD箝位反激變換器的設計與實現［J］.電源技術應用，2002，5(10):33-35.

［6］Mohan N，Undeland T M，Robbins W P.Power Electronics:Converters，Application and Design［M］.New York:Wiley，1989.

［7］Mcmurray W.Selection of Snubbers and Clamps to Optimize the Designof Transistor Switching Converters［J］.IEEE Trans Ind Appl，1980，IA-16:513-523.

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