準帶線式板間UWB垂直互連研究

凌天慶

(南京電子技術研究所， 南京210039)

0 引言

根據應用需求，雷達功能日益增多、工作頻帶越來越寬，雷達陣面需要頻帶寬、重量輕、體積小、可靠性高的集成綜合饋電網絡。目前，高頻段綜合饋電網絡主要采用微波板、環氧板構成的混壓多層板［1-2］實現，多層板的疊層結構一般是上面四層電路的微波板，中間多層低頻電路的環氧板，下面四層電路微波板。多層板的板材之間采用半固化片需經過多次高溫壓合形成整板。上下微波板之間的微波信號具有互通關系，因此，必須解決多層印制板之間的超寬帶微波信號垂直互連。

微波信號互連形式多樣，最簡易的信號互連形式是將需要連接的兩條傳輸線直接通過單個金屬化孔連接［3-4］。該形式只能用于低頻段(3 GHz以下)及窄帶寬的情形。用耦合器也可以實現信號的聯通，但信號的帶寬一樣較窄。本文利用準同軸設計方法設計了一種中間導體互連信號，采用金屬化孔在中心導體圓周邊實現微波地屏蔽的垂直互連形式。該形式已經長期工程化應用。為了降低垂直互連的加工工藝難度，提出了一種準帶線方法設計垂直互連的形式。本文的垂直互連主要針對純微波多層板。

1 原理分析

雷達陣面綜合饋電網絡中常用的微波多層板疊層結構示意圖，如圖1所示。垂直互連實現兩層帶線間微波信號連通。

圖1 微波多層板疊層結構

垂直互連理想形式為同軸線、帶狀線等傳輸TEM模微波信號的形式。同軸線形式演變成了準同軸垂直互連形式［5-6］，如圖2所示。帶線轉換成準帶線垂直互連形式，如圖3所示。準帶線垂直互連將帶線內導體轉化為連接微波信號的金屬化孔，即圖中右圖的中間孔。帶線的上下地層轉換為圖中右圖的上下兩排金屬化接地孔。

圖2 準同軸變換形式

圖3 準帶線轉換形式

從原理上分析，常規帶線首先轉換為圖4形式的圓柱內導體帶線模型，然后，進一步轉換為圖3的全金屬化孔實現的準帶線形式。

圖4 內導體為圓柱的帶線

準帶線模型中，地線采用了金屬化孔實現，無法利用現有公式計算準帶線阻抗。本文首先計算圓柱內導體帶線的阻抗，然后利用軟件實現阻抗逼近，達到阻抗匹配。

圖4中，將帶線內導體由金屬薄銅帶變換為金屬圓柱，此時，帶線內仍然傳輸TEM波，其特性阻抗表達式為［7］

式中:b為帶線上下底板間距的一半;c為圓柱內導體的半徑;λ值由下式求得。

通常，微波信號傳輸線的標準特性阻抗為50 Ω。圓柱內導體的半徑確認后，則能利用數值分析法計算出帶線的厚度。

圓柱內導體帶線的內導體半徑及帶線厚度確定后，可以建立全金屬化孔的準帶線垂直互連的初步模型。中心孔的直徑即內導體直徑，兩側金屬化孔的直徑可以自由選擇，但兩側孔的邊緣間距即為帶線的厚度，同側孔的間距根據經驗要小于最高工作頻率的1/4波長值。

2 模型建立

多層印制板制作時，工藝要求孔與印制板的徑厚比大于1∶10。為了制作方便，我們初定圓柱內導體的直徑為0.4 mm，利用金屬化孔實現。

根據式(1)、式(2)，可以計算出帶線厚度的初值約為1.3 mm。利用Ansoft軟件仿真計算同軸內導體帶線的特性阻抗，如圖5所示。從仿真結果看，同軸內導體帶線的特性阻抗為50.4 Ω。理論計算與仿真計算的特性阻抗值基本一致。

圖5 內導體為圓柱的帶線仿真模型

當內導體直徑，帶線厚度初值確定后就可以建立板間帶狀線垂直互連的應用模型。為了提高垂直過渡的工作頻率，微波板材不能選擇較厚的板材。這里選擇厚度為0.5 mm的微波板CLTE-XT-02055，介電常數為2.94。四層微波板通過固化片FR28-040熱壓形成兩層帶狀線電路，通過軟件可計算出帶線的寬度為0.68 mm。利用準帶線垂直互連實現兩層帶線的信號互連，其中，連接兩帶線的金屬化孔直徑為0.4 mm，為制作方便，兩排金屬化接地孔的直徑也取0.4 mm。兩排接地孔邊緣距離初步定為1.3 mm，同一排相鄰兩孔的間距取0.8 mm。考慮帶線與準帶線互連之間的阻抗匹配，兩塊帶線內部的地線層需要開一圓孔，直徑初值為1.3 mm。

準帶線垂直互連模型的外形寬為8 mm，長為12 mm。模型由四塊厚度為0.5 mm微波板及三層厚度為0.1 mm固化片熱壓而成，總厚度為2.3 mm。這樣，180°(輸入與輸出帶線夾角)準帶線垂直互連模型建立完成，如圖6所示。同樣步驟可以建立0°準帶線垂直互連模型，如圖7所示。

圖6 180°準帶線垂直互連

圖7 0°準帶線垂直互連

3 仿真優化

利用Ansoft軟件，已經建立的直線型準帶線垂直互連模型，仿真頻率設置為0 Hz～26 GHz。初步的性能指標仿真曲線如圖8、圖9所示。從圖中可以看出，在仿真頻率范圍內，駐波值比較大。

圖8 180°準帶線垂直互連初步模型駐波

圖9 0°準帶線垂直互連初步模型駐波

工程化應用中，為了保證器件的性能，垂直互連的駐波需要小于-20 dB。為了滿足該性能指標要求，將兩排孔的邊緣間距、相同側邊兩孔間的間距、地層開孔直徑及帶線末端半圓半徑設置為參數，對互連模型進行參數掃描優化。

采用大間距進行模型仿真，根據結果判斷最優值所處的數值區間。在小區間內進行參數細化掃描，取得最優值。

180°準帶線垂直互連的仿真曲線如圖10、圖11所示，0°準帶線垂直互連的仿真曲線如圖12、圖13所示。從圖中可以看出:兩種準帶線垂直互連的駐波在25 GHz的頻率以下都小于-20 dB，損耗小于0.1 dB。

圖10 180°準帶線垂直互連駐波曲線

比較兩種垂直互連的優化曲線，發現0°準帶線垂直互連的帶寬比180°準帶線垂直互連帶寬寬些。因此，工程應用時盡量選擇0°準帶線垂直互連。

圖11 180°準帶線垂直互連損耗曲線

圖12 0°準帶線垂直互連駐波曲線

圖13 0°準帶線垂直互連損耗曲線

4 試驗驗證

針對0°、180°準帶線垂直互連，制作了具體應用試驗件。試驗件結合了產品應用，利用四層微波板在65 mm×30 mm面積內設計1分8網絡，工作帶寬為20 GHz～25 GHz。輸入輸出接頭采用SMP形式，同一方向安裝。采用0°及180°準帶線垂直互連實現兩層帶狀線之間的信號互連。通過增加印制板層數降低平面電路使用的面積，使得器件小型化，具體電路如圖14所示。試驗件由八層電路構成，第3、6層沒有電路，第4、5、8層為微波地層。

試驗件中垂直互連的金屬化孔分為中心孔及金屬化地孔。中心孔通過背鉆孔實現，即印制板層壓完成后，先將中心孔處制作成金屬化通孔，然后將通孔的上下兩端各鉆去0.4 mm左右即可，金屬化地孔直接利用通孔實現。

圖14 試驗件電路圖

測試功分器的性能參數。總口駐波曲線如圖15所示，某一分口的駐波曲線如圖16所示，一分八網絡的傳輸曲線如圖17所示。

圖15 總口駐波曲線

圖16 一分口駐波曲線

圖17 一分口傳輸曲線

從測試曲線看，該功分器滿足工程應用需求。其中，0°及180°準帶線垂直互連完全能應用于器件的設計制作。

5 結束語

本文針對超寬帶信號板間互連提出了一種設計制作簡單、成本低及性能好的準帶線垂直互連形式。文中仿真分析了0°及180°兩種夾角垂直互連模型，并制作了功分器進行了試驗應用驗證。仿真試驗結果表明:兩種角度的準帶線垂直互連最高頻率達到了25 GHz，滿足器件設計需求，完全適合工程應用。

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