一種基于FPGA的PWM脈沖發生器設計

俞晨光，席自強，李開成，周世平

（湖北工業大學電氣與電子工程學院，湖北 武漢430068）

正弦脈寬調制技術（SPWM）是電力電子技術中的一個很重要的組成部分，對提高電力電子裝置性能起到關鍵性的作用。應用于級聯H橋型結構的變換器的眾多開關調制策略中，載波相移正弦脈寬調制（CPS－SPWM）技術由于具有等效開關頻率高、輸出電壓諧波含量小、信號傳輸帶寬以及控制方法簡單等而被廣泛應用。針對SPWM的實現方法主要有自然采樣法和規則采樣法，其中規則采樣法在數字控制中應用較多，實現簡單。規則采樣法又分為對稱和不對稱規則采樣，文獻［1］通過實驗得出結論：不對稱規則采樣法的CPS－SPWM 脈沖生成方法，相對對稱規則采樣法裝置的輸出電壓的基波分量延時縮小一半，幅值有所提高，波形的不對稱性也有所改善，并且沒有增加開關的頻率和計算工作量。

隨著多電平技術的發展，對脈寬調制用的控制芯片提出了更高的要求，而市場上已有一些專用的控制芯片要么頻率難以滿足IGBT等的需求，要么能提供的PWM發生器有限。對于多電平變換器，這些芯片會造成電路設計復雜，難以完成同相功率器件的同步觸發。現場可編程門陣列（field programmable gate array，FPGA）的出現為PWM 的實現提供了更靈活的實現方法。文獻［2］提出用DSP和FPGA聯合來生成24路PWM波形發生器，理論基礎是載波相移SPWM技術，本文在其基礎上詳細分析了不對稱規則采樣的脈沖生成時序，并在FPGA中仿真實現。

1 不對稱規則采樣生成SPWM算法

不對稱規則采樣法與對稱規則采樣法的區別主要在于，后者是在每個三角波的谷值時候對正弦調制波數據進行采樣，一個三角載波周期采樣一次，而不對稱規則采樣是在三角波的谷值和峰值處都進行采樣，即每個三角載波周期采樣兩次，相比較而言生成的階梯波與正弦調制波的逼近程度更佳，而且并沒有加開關的頻率和計算工作量。不對稱規則采樣法生成SPWM 波見圖1［3］。

圖1 不對稱規則采樣法原理圖

圖1 中Tc為一個三角載波的周期，ur和uc分別為正弦調制波和三角載波，在tC三角波峰值時刻對正弦調制波進行采樣得C點，過C點做一水平直線與三角載波交于A點得到時刻tA，在tD三角波谷值時刻再對正弦調制波進行采樣得D點，過D點做一水平直線與三角載波交于B點得到時刻tB。在一個三角載波周期內作比較，當ur大于uc時，輸出高電平；當ur小于uc時，輸出的則是低電平。由圖1三角形相似可得以下關系式：

生成的SPWM波脈沖寬度

2 級聯裝置的SPWM脈沖生成方式

圖2為一個單相級聯H橋型STATCOM的主電路結構圖，根據SPWM脈沖生成的三相對稱性，現以一相為例來分析，為了分析方便，取級聯單元數N＝3，即為一個單相的七電平STATCOM。圖中所示的 Dx1、Dx2、Dx3、Dx4（x ＝1，2，3）分別為各單元左橋臂上、下和右橋臂上、下IGBT開關器件；u1、u2、u3為各單元交流側的輸出電壓；u為裝置輸出總電壓；Udc為各單元直流側電壓［4］。

圖2 級聯H橋STATCOM單相主電路結構圖

裝置采用基于CPS－SPWM的單極性開關調制方法，實現方法為不對稱規則采樣法。以圖2為仿真模型得到的CPS－SPWM法的仿真波形見圖3，圖中三個頻率為500Hz的三角載波以2π／3的相位差互相錯開，由于正弦調制波頻率為50Hz，從圖中也可以看出一個調制波周期中共有10個三角載波與之比較產生PWM 波［5－6］，比較原則和圖1所示的不對稱規則采樣法一致。

圖3 SPWM脈沖生成方式圖

3 基于FPGA的不對稱規則采樣PWM脈沖發生器

3.1 PWM脈沖發生器總體構成

本文是以一個簡化的單相三鏈節STATCOM為例，故該PWM波形發生器由6個兩路PWM通過相移構成。在這個DSP＋FPGA的構架中，DSP的作用是采樣，然后將數據和地址通過外設接口XINTF傳輸至FPGA的I／O口，并且為FPGA提供時鐘輸入，使得DSP和FPGA的時鐘能夠得到同步。

圖4為基于FPGA的PWM波形發生器的系統框圖。從圖中可知，該發生器的主要構成部分有數據鎖存器，相移載波發生器、比較產生PWM波形的PWM模塊和最后的死區設定。每個模塊的設計和仿真都是在軟件平臺QuartusⅡ9.1上進行的。

圖4 基于FPGA的PWM波形發生器系統框圖

3.2 相移載波發生器模塊

從圖4可以看出相移載波發生模塊接收來自DSP的時鐘輸入，并向DSP的CAP口發送低電平開始進行數據采樣［7］。從模塊中輸出三角載波與正弦調制波進行比較輸出PWM波形。圖5為相移載波發生器的外部原理圖。

圖5 相移載波發生器模塊

對于單相七電平STATCOM，相移載波發生器共需要發出6組對應的6個橋臂，并且發出的PWM波形對應的是左橋臂的Dx1管和右橋臂的Dx4管（x＝1，2，3），通過死區模塊最后生成另外兩個開關管的PWM波形。由于采用載波相移正弦脈寬調制方式，因此這6組三角載波有三組是以2π／3的相位錯開，與正弦調制波比較后輸出的是左橋臂的Dx1（x＝1，2，3）管的PWM波形，而另外三組則是與對應相位相反的三角載波，與同一個正弦調制波比較后輸出右橋臂的Dx4（x＝1，2，3）管的PWM波形。

圖5中out1［11..0］～out3＿n［11..0］為輸出的三角載波數據，outcap為輸出給DSP的CAP口低電平開始采樣使能信號，outr為輸出到數據鎖存器的正弦調制波數據更新信號，采樣時序符合圖1中的不對稱規則采樣，clk為DSP輸入的時鐘。

3.3 數據鎖存器模塊

圖6所示為數據鎖存器模塊，inw為DSP發送過來的寫數據信號，當這個信號為低電平的時候，鎖存器模塊就寫入數據然后鎖存住，當載波發生器模塊向其發送inr的數據更新信號時，鎖存器模塊便根據DSP發送過來的地址in2［3..0］向最后比較輸出PWM波形的PWM模塊中對應的鏈節發送調制波數據out1、out2、out3。

圖6 數據鎖存器

3.4 PWM比較輸出模塊

圖7 所示為PWM比較輸出模塊圖中i n1、i n2、i n3為對應左橋臂的Dx1管（x＝1，2，3）的三角載波數據輸入，與輸入的正弦調制波數據sin1、sin2、sin3比較，當inx的幅值小于sinx（x＝1，2，3）的值時，輸出高電平，否則輸出低電平；in1＿n、in2＿n、in3＿n為對應右橋臂的Dx4管（x＝1，2，3）的三角載波輸入，與輸入的正弦調制波數據sin1、sin2、sin3比較，當inx＿n的幅值與sinx的幅值之和大于N（N為三角載波計數最大值）時，輸出高電平，否則輸出低電平。out1～6為級聯H橋6個橋臂的PWM脈沖輸出。

圖7 PWM輸出模塊

3.5 死區發生器模塊

圖8 所示為死區發生模塊，in1～in6為PWM比較輸出模塊輸出的6個橋臂PWM脈沖，經過死區發生模塊最后輸出的out1＿y～out3＿y（y＝1，2，3）為對應三個鏈節每個H橋四個開關管的PWM脈沖。

圖8 死區發生模塊

4 仿真及實驗結果

圖9、圖10為在QuartusII軟件上仿真后的一個鏈節的PWM脈沖驅動波形和對應死區設置，Link1＿1和Link1＿2為圖2中一個H橋左橋臂上下開關管的驅動波形，Link1＿3和Link1＿4為對應右橋臂的上下開關管的驅動波形，死區時間設置約為2μs。一個橋臂的驅動波形的實驗結果見圖11和12。

圖9 一個鏈節的PWM脈沖驅動波形

圖10 PWM脈沖死區設置

本文的實驗是在仿真可行的條件下先進行單鏈節STATCOM的實驗，再進行整個裝置的調試。圖11、圖12為圖2中單相3鏈節STATCOM的一個鏈節的IPM模塊中開關管的橋臂實驗，分別對應的是左橋臂上下開關管的PWM驅動波形和對應的死區時間設置。在實驗中設置Udc為150V，死區時間調整為4.5μs，實驗結果證明該PWM發生器的設計是可行的。

圖11 PWM驅動脈沖實驗波形

圖12 死區設置實驗波形

5 結論

一些常用的芯片中PWM波輸出通道不能滿足如多電平變流器的需要，采用FPGA和DSP的構架輸出PWM脈沖簡化了硬件電路的設計，并且便于應用在其他裝置如級聯多電平有源電力濾波器、變頻器等。通過FPGA實現不對稱規則采樣法，將該PWM實現方法在多電平的變流器中實現，便于對輸出脈沖波形的優化，也為今后對該方式的改進打下基礎。

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