無線光鏈路快速同步技術

王 旭，王挺峰，王弟男，王化龍*

(1.總參四部駐沈陽地區軍事代表辦事處，遼寧錦州121000;

2.中國科學院長春光學精密機械與物理研究所

激光與物質相互作用國家重點實驗室，吉林長春130033)

1 引言

激光通信是以激光為載波的通信方式。現有的激光通信系統主要是以光纖為傳輸介質的光纖通信系統和以自由空間為傳輸介質的自由空間激光通信(FSO)系統。當FSO的傳輸介質為近地大氣時，該系統又稱為近地FSO系統。在過去的幾十年中，光纖系統取得了長足發展，與FSO系統相比，其信道模型更為簡單，現有多模光纖的衰減約為幾個dB/km，單模光纖的衰減約為幾十dB/km［4］。隨著光電器件技術的發展，光纖通信系統已經相當成熟并已成為高速通信領域中最重要的通信方式，光纖的發明者也因此獲得諾貝爾獎。而FSO系統的信道模型更加復雜，對載波方向和光強的影響更加嚴重，比如不同能見度下，其對光強的衰減可能低至1 dB/km，也可能高至幾百 dB/km［4］。

FSO系統的構建必須在分析信道特性的前提下，設計符合信道特性的硬件以及相關的物理層通信協議。本文分析了大氣信道特性的傳輸特性，設計了一種小型激光通信系統;簡要介紹了針對大氣信道和該硬件結構設計的通信協議;針對大氣激光鏈路中通信頻繁中斷導致帶寬利用率低的問題，采用了串行通信中并不常用的本地時鐘生成方法，通過多相位采樣技術解決了本地時鐘生成方法中的時鐘對齊問題和頻率漂移問題。經測試，本地時鐘生成的方法適合于大氣激光通信系統，能夠加快信道失敗后的再同步過程，有效降低同步帶寬需求。

2 信道特性

針對大氣對無線光通信信道可用率和可靠性的嚴重影響，信道本身特性的研究已經成為無線光通信領域的重要研究內容。大氣對其內傳輸激光束的影響主要有大氣吸收、大氣散射以及大氣湍流等［1］。

大氣吸收主要包括氣體分子吸收和水分子吸收。在近紅外波段，氣體分子吸收與水分子吸收相比要微弱得多，因此在無線光通信信道分析中常常忽略氣體分子的吸收作用。大氣對光波的吸收線譜如圖1所示［5］，在吸收帶中的少數幾個窗口中光的透過率較高，這些窗口稱為“大氣傳輸窗口”。在大氣激光通信中，為了減小大氣吸收造成的功率衰減，通常選取大氣窗口中的波長作為通信載波。根據現有的激光器、光電檢測器件技術，常用的波長主要有850 nm附近、1 550 nm附近和2.06 μm附近等。在FSO系統中，選取了人眼安全的1 550 nm半導體激光器作為通信光源［4］。

圖1 大氣吸收譜線Fig.1 Atmospheric absorption spectrum

大氣散射包括瑞利散射、米耶散射和幾何散射。在FSO系統的常用波段，瑞利散射是由大氣分子引起的。瑞利散射的體散射系數σm(λ)如式(1)所示:

式中:N為單位體積內的氣體分子數，Ns為海平面處標準大氣條件下單位體積內的氣體分子數，δ為散射的退偏振因子，n為大氣折射率。由式(1)可知，瑞利散射造成的功率衰減正比于λ－4，因此波長越長瑞利散射的影響越小。在FSO系統中的常用波段，瑞利散射造成的功率衰減在總的信道衰減中所占的比重很小，因此一般忽略瑞利散射造成的影響。

大氣中除了大氣分子外還有大量直徑在0.03和2 000 μm之間的固態和液態微粒，這些微粒稱為大氣氣溶膠。氣溶膠粒子尺度一般大于FSO載波波長或與波長相當，由其產生的散射為米耶散射。在近地大氣，造成FSO系統功率衰減的主要因素是米耶散射，其散射系數如式(2)所示:式中，Ni為單位體積粒子i的粒子數，ri為粒子i的半徑，Qs(i)為粒子i的散射效率，Xi是粒子i的相對尺度，m是粒子的復折射率。在實際工程應用中，Ni難于實時獲得，因此一般是用經驗式(3)來計算米耶散射系數［7］:

式中，VM為能見度，q為以能見度為變量的經驗常數，如式(4)所示:

當粒子的尺寸遠大于載波波長或其相對尺度大于50時，其產生的散射為幾何散射，并且可以用幾何光學加以分析。幾何散射的消光系數與光束波長無關，因此又稱為非選擇性散射。雨、雪、冰雹等造成的散射都屬于幾何散射［8］，文獻［9］詳細給出了各種天氣狀況下的幾何散射系數。

大氣湍流造成大氣折射率隨時間和空間的隨機變化，其對光載波的主要影響包括功率閃爍、光束漂移和散斑效應等［3，6］。弱湍流情況下，大氣湍流對 FSO系統造成的等效衰減由式(5)給出［10-11］:

式中，為大氣折射率結構系數，L為通信距離，k為波數，由式(6)給出［12］。

在地面站FSO系統中，信道衰減主要包括上述的大氣吸收衰減、大氣散射衰減、大氣湍流的等效衰減以及光束傳輸過程中的幾何衰減σg。當選用大氣窗口中的波長時，大氣吸收衰減可忽略不計，而大氣散射中的瑞利散射衰減也可忽略不計，所以大氣散射衰減主要為大氣氣溶膠的米耶散射衰減σa以及雨、雪、冰雹等造成的幾何散射衰減σgs，因此信道總的衰減可由式(7)表示:

由于大氣信道的復雜性及其對系統可靠性的嚴重影響，FSO系統的設計比光纖系統的設計更為復雜。在這種情況下，在FSO系統的設計中，必須針對大氣信道特性對設計的硬件和通信協議進行專門的優化。

3 硬件結構

本文設計的FSO系統是一個基于FPGA的全雙工點對點系統，每個通信終端由發送端和接收端構成，如圖2所示。

圖2 FSO系統硬件結構Fig.2 Hardware structure diagram of FSO system

圖2中，發送數據通過8位并口送入FPGA芯片，經芯片內部物理層協議的緩存、編碼和串行化后輸出至激光驅動模塊。FPGA芯片和激光驅動模塊之間的數據接口為LVDS總線，該低擺幅差分總線的應用能夠提高數據傳輸速度。接收端的信號鏈路與發送端相反。光學天線接收到的光信號經由引導光纖耦合至PIN光電管并轉換為與光強成正比的微弱電流信號。該微弱電流經放大、變換、整形后通過LVDS接口送入FPGA芯片。在FPGA芯片內部，接收協議持續采樣接收到的串行數據流，并對其進行解串行化。解串后的內容如果是命令，則協議執行該命令;如果是數據，則協議將該數據存入FIFO緩存，并通過8位并行總線與外部接口。

3.1 自動功率控制

發送端激光驅動模塊如圖3所示。為了防止溫度改變和激光器老化造成的光功率漂移，在激光驅動模塊的設計中必須考慮光功率的自動控制。

圖3 激光驅動模塊原理Fig.3 Laser driver module structure

在本文系統中，通過使用一個功率監控PIN管實現輸出功率的穩定。激光功率輸出由兩部分組成—高功率和低功率。當輸出為邏輯0時，光功率輸出為低功率;當輸出為邏輯1時，光功率輸出為高功率和低功率的和。監控PIN管采集部分輸出光，并將采集到的電信號送入低通濾波器，經放大后與“低功率預設值”進行比對，從而調整A2的輸出，最終控制平均光功率穩定在預設值上。“低功率預設值”和“高功率預設值”由兩個需求決定，一個是所需的輸出功率，另一個是所需的消光比。使用這種方法實現平均光功率的穩定，必須保證輸出高功率和低功率的概率相等，亦即數據流中出現邏輯0和邏輯1的概率相等，從而確保沒有基線漂移情況發生。

3.2 信號放大與整形

接收端的信號放大與整形環節如圖4所示。其主要由互阻放大器和限幅放大器構成。互阻放大器使用了MAX3665芯片，用于將PIN管生成的微弱電流信號轉換成電壓信號并移除信號中的直流成分。限幅放大器使用了MAX3748芯片，用于將微弱的電壓信號放大并整形為LVDS接口信號。

圖4 信號放大與整形Fig.4 Signal amplifier and shaping

MAX3665芯片的直流移除環路通過使用低頻反饋將PIN管電流的直流分量移除。該環路能夠將凈輸入信號限制在芯片的動態范圍之內，并減小大信號的脈寬畸變。但是另一方面，它卻帶來了基線漂移的問題。當數據流中出現長連0或長連1時，由于直流移除環路的存在，放大器將有用信號全部濾除，芯片輸出零功率信號，其后端的限幅放大器將會輸出功率丟失錯誤，而事實上PIN管已經檢測到了信號，只是全部被互阻放大器濾除了。因此接收端同樣要求收發協議保證光信號的高功率和低功率具有相同的輸出概率。

3.3 物理層收發協議

物理層收發協議如圖5所示。發送端協議主要完成系統與外界接口、輸入數據緩存、數據流編碼、串行化并輸出串行數據至激光驅動模塊。協議內部的輸出管理單元用于管理協議各單元的運行。接收端協議主要完成接收數據流的同步、過濾、解串行化、解碼、檢錯、異常處理并與外界接口等。整套物理層協議可以在單片FPGA芯片內實現，從而提高系統的集成度并降低系統成本。

圖5 物理層協議結構Fig.5 Physical layer protocol structure

4 快速同步技術

大多數高速串行通信采用基于PLL的時鐘數據恢復電路來生成同步采樣時鐘，這種方法對于具有穩定信道的串行鏈路來說具有很高的可靠性［2］。但是PLL需要很長的時間才能得到穩定的時鐘輸出，一般來說需要幾百到幾千數據位。對于大氣FSO系統來說，信道可用率隨環境會有很大的變化，尤其是天氣對信道影響巨大。當信道可用率很低時，通信將會頻繁失敗，這種基于PLL的時鐘生成方法將會占用大量的帶寬用于協議間的同步，從而降低有效的數據帶寬。

本文設計的物理層收發協議中，為了克服PLL過長的穩定時間，采用了多相位采樣機制，在本地生成數據采樣時鐘。應用該方法，必須解決兩個關鍵問題:一個是時鐘與輸入數據流的同步問題，另一個是收發兩端頻率漂移造成的時基誤差。商用晶振通常具有10－6～10－4的頻率誤差，隨著時間推移，還會有頻率漂移，在異步通信中，如果采用本地晶振生成采樣時鐘，誤碼率性能不會優于收發雙方的頻率誤差，失同步現象會頻繁發生，浪費大量的有效帶寬，如圖6所示。為了消除這種頻率誤差帶來的影響，本文采用多相位采樣的方法，如圖7所示，其中陰影部分為實際用于時鐘生成的時鐘相位。

圖6 采樣時鐘誤差Fig.6 Sampling frequency mismatch

圖7 多相位采樣Fig.7 Multi-phase sampling

圖8 采樣時鐘生成(fR＜fT)Fig.8 Sampling clock generation(fR ＜ fT)

圖9 采樣時鐘生成(fR＞fT)Fig.9 Sampling clock generation(fR ＞ fT)

圖8和圖9給出了采樣時鐘生成的時序。Cn為3個時鐘相位，它們兩兩相差240度;smpl_clk［n］是由 Cn生成的監測時鐘，clk［n］是由 Cn生成的監測時鐘，它們兩兩相差120度;Ser_in是輸入數據流;Inclk是用于生成實際采樣時鐘的相位;Smplclk是最終生成的采樣時鐘。使用該方法，當收發雙方的時鐘誤差在一定范圍內時，將不會影響數據的準確傳輸，該時鐘誤差范圍由式(8)給出，其中fR為接收端時鐘頻率，fT為發送端時鐘頻率，max1s為數據流中可能出現的長連1的最大位數，max0s為數據流中可能出現的長連0的最大位數。

圖10 測試實驗硬件連接Fig.10 Hardware connection in verification

實驗中，采用波長為1 550 nm的半導體激光管為光源，輸出載波經引導光纖耦合至光學鏡頭，輸出峰值光功率為2 mW，采用FPGA為收發協議執行單元，對研究的快速同步技術進行了驗證。該快速同步技術的關鍵方法是基于多相位時鐘采樣機制生成本地采樣時鐘，因此在驗證過程中人為加入了收入兩端的時鐘偏差，當收發雙方時鐘頻率分別為51.67和50 MHz時，FPGA內部采集到的同步時序如圖11所示，圖中關鍵時間點分別為:

172.5 s:當前使用的全局時鐘為C1，數據流中出現下降沿，之后第一個采樣到下降沿的時鐘為smpl_clk［0］，因此下一個應該選擇的全局時鐘仍為C1;

196.5 s:當前使用的全局時鐘為C1，數據流中出現下降沿，之后，第一個采樣到下降沿的時鐘為smpl_clk［1］，因此下一個應該選擇的全局時鐘應為C2;

203.5 s:開始將全局時鐘由C1切換到C2;

210.5 s:全局時鐘已經切換到C2;

213.5 s:此點說明此時的全局時鐘已經為C2，smplclk 也與 smpl_clk［2］同相。

圖11中，生成的采樣時鐘smplclk始終與輸入數據流ser_in相同步，采樣邊沿始終位于數據位中間位置附近，說明該時鐘生成方法能夠在接收端時鐘頻率低于發送端時鐘頻率時完成本地時鐘的生成和對齊。

當收發雙方時鐘頻率分別為48.44和50 MHz時，FPGA內部采集到的同步時序如圖12所示，與圖11同理，圖12證明了該時鐘生成方法能夠在接收端時鐘頻率高于發送端時鐘頻率時完成本地時鐘的生成和對齊。

圖11 采樣時鐘生成實時邏輯波形(fR=51.67 MHz，fT=50 MHz)Fig.11 Sampling clock generation working wave(fR=51.67 MHz，fT=50 MHz)

圖12 采樣時鐘生成實時邏輯波形(fR=48.44 MHz，fT=50 MHz)Fig.12 Sampling clock generation working wave(fR=48.44 MHz，fT=50 MHz)

因此，使用多相位時鐘采樣機制生成本地采樣時鐘的方法，只要能夠解決收發兩端頻率偏差問題和時鐘對齊問題，是能夠應用于地面站間FSO通信。由于采樣時鐘在本地生成，只要接收到任何一個數據跳變沿(本文為下降沿)，就能夠完成時鐘和數據的同步，而不像基于PLL的時鐘生成方法那樣需要較長的時鐘穩定時間，這樣就加快了鏈路失敗后的再同步過程，從而減少通信頻繁中斷時的帶寬浪費，是一種應用于FSO通信時鐘生成的可行方法。

5 結論

本文介紹了FSO系統的硬件結構，闡述了FSO物理層收發協議的構架，驗證了使用本地時鐘生成數據采樣時鐘從而提高FSO系統同步速度的可行性，給出了具體的實現方法以及該方法的使用條件。該硬件系統和收發協議在100 Mbps測試條件下能夠完成收發端的快速同步，同步速度優于兩個編碼符號。實驗證明，使用多相位采樣機制是一種切實可行的FSO同步方案，解決了本地時鐘和數據流的同步問題，消除了收發兩端頻率誤差帶來的影響，實現了FSO鏈路的快速同步，降低了同步過程的帶寬浪費，提高了同等信道可用率下的等效數據帶寬。

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