基于電流源半橋變換器的光伏直流模塊研究

楊 晨 王 燁 毛 玲 謝少軍

（南京航空航天大學自動化學院 南京 210016）

1 引言

交流或直流模塊式光伏發電系統[1,2]針對每一塊光伏電池板單獨設計光伏變換器，能夠充分利用光伏電池發出的功率，可解決光伏電池陣列應用中的部分陰影問題，是光伏發電的重要技術方向[6-10]。在模塊式直流光伏發電系統中，光伏直流模塊的輸出一般通過并聯經統一的逆變單元并網，為便于對后級進行逆變變換，模塊式光伏變換器的輸出將具有較高的電壓（電壓等級在幾百伏），但一般光伏電池板的開路輸出電壓僅有幾十伏，所以具有高升壓比的直-直變換器才是光伏直流模塊的適用變換器。

目前有大量關于高升壓比直流變換器的研究報道。然而，在現有種類繁多的高升壓比直流變換器[1,6-9]中，真正可實用的電路并不多，大部分電路結構復雜，或者不具備電氣隔離功能，或者難以實現高的效率。電流源半橋變換器[11]作為一種無需輔助電路的高升壓比變換器，電路結構簡單，且能夠通過電路參數優化設計和變換器的工藝設計而實現變換器的高效率工作，是一種具有較高實用價值的電路方案。該變換器存在的問題主要是其控制難以實現，不采用輔助電路、簡單結構的電流源半橋變換器，其兩個功率管的開關信號必須存在交疊，即功率管的占空比必須大于0.5，而從變換器的工作范圍看，在電路起動、空載或輕載工作時均難以滿足該要求。同時，該變換器作為光伏直流模塊時，其控制電路還應滿足光伏電池發電的基本要求，即應包含輸入的MPPT控制和輸出的電壓穩定控制。

本文針對基于電流源半橋變換器的光伏直流模塊展開分析，通過對變換器工作原理的分析，闡述了電流源半橋變換器在控制上存在的主要問題，并提出了一套控制策略，能夠對該光伏直流變換器在完成基本的光伏模塊控制基礎上，對其控制方案進行進一步的優化，改善變換器在空載以及起動中遇到的問題。

2 電流源半橋變換器的工作原理和控制要求

2.1 工作原理

電流型半橋變換器的電路原理如圖1所示。圖中，L1和L2為2個Boost電感且感值相等，T1是隔離變壓器，其電壓比為1:n，Lr是變壓器的漏感，ip是變壓器一次電流，Q1和 Q2是變換器的 2個開關管，VD1～VD4是二次側的 4個整流二極管，Co是輸出濾波電容，Uin和Uo分別表示輸入和輸出電壓。

圖1 電流源半橋變換器主電路Fig.1 Main circuit of current-fed half bridge converter

假設所有開關管和二極管為理想器件，變壓器為理想變壓器 T1與漏感 Lr的串聯，則在連續工作模式下，變換器的穩態工作波形如圖2所示。圖2中，ugs(Q1)和ugs(Q2)分別是2個開關管的驅動信號，兩個信號的占空比相等而相位相錯 180°，iL1和 iL2是 Boost電感的電流波形，uds1和 uds2是開關管 Q1和 Q2的漏源極電壓波形，up是變壓器一次電壓波形，t0～t4為變換器工作過程中的主要開關時刻。由于電感 L1和 L2的工作過程完全相似，以下根據一個電感的工作過程推導變換器的電壓傳輸比。

當開關管開通時，電感兩端的電壓為變換器的輸入電壓Uin，因此有

式中，L是 L1和 L2的電感值；ΔIL是電感電流的變化量；D是開關管的占空比；Ts是開關周期。

當開關管關斷時，電感兩端的電壓為變換器輸出電壓反映到變壓器一次側的值與輸入電壓之差，因此有

圖2 電流源半橋變換器穩態工作波形Fig.2 Steady-state waveforms of current-fed half bridge converter

由式（1）和式（2），以及伏秒積平衡原理，不難推出變換器在連續電流模式時的輸入輸出傳輸比為

當變換器斷續工作時，對變換器進行類似的分析，可得到如下的輸入輸出關系式：

式中，Iin表示輸入電流。顯然，斷續工作時，輸入輸出傳輸比不僅與占空比有關，還和變換器的工作功率以及Boost電感大小有關。

由式（3）和式（4）均表明，合理設計變壓器的電壓比 n，即可使電流源半橋變換器實現高升壓比的變換要求，從而能有效應用于光伏直流模塊。

雖然該變換器的功率管工作在硬開關狀態，影響該變換器效率的一個主要因數是變壓器的漏感，合理地設計變壓器的參數和結構可以有效地減小該漏感。

2.2 控制要求

根據電流源半橋變換器的穩態波形圖可知，若變換器的控制信號不存在重疊區，會使得變壓器的漏感的能量因沒有流通回路而轉變為開關管的電壓尖峰。在變換器傳遞功率較大時，漏感的能量也較大，可能導致功率管損壞。所以，在正常設計變換器時，即在電流連續模式時，電流源型半橋變換器的占空比應設計為大于0.5。

然而，從式（4）可看出，Iin越小則Uo越大，D越小則Uo越小，說明為合理控制輕載輸出電壓，Iin越小，則D將越小，即變換器的占空比會小于0.5。

另一方面，在變換器的開機起動過程中，特別是進行軟起動時，變換器的工作功率由小逐漸增大，變換器也會進入占空比小于0.5的工作狀態。

上述分析表明，電流源半橋變換器的可靠控制是其應用難點。在設計基于該變換器的光伏直流模塊的控制方案時需要考慮一下幾點：①控制電路能夠保證全工作范圍內2個功率管的控制信號存在交疊；②合理的起動和輕載控制策略，保證在功率管占空比大于 0.5時的輸出電壓穩定；③光伏直流模塊的輸入MPPT和輸出電壓限制；④光伏應用的其他控制要求的實現。

3 電流源半橋光伏直流模塊的控制技術

3.1 總體方案設計

圖3所示是針對電流源半橋光伏直流模塊設計的總體控制方案示意，采用單片機和脈寬調制控制芯片相結合的控制電路。單片機主要可以實現信號量的采集、MPPT控制、邏輯控制及通信等控制功能。選用合適的 PWM控制芯片保證各種工作條件下2個功率管存在交疊導通時間。圖4所示是具體控制策略的相關說明，以下將通過圖4并結合圖3介紹本文的控制策略。

3.2 光伏直流模塊的功率控制策略

圖4a展示的是本文對電流源半橋變換器設計的輸出外特性曲線。圖中示意了變換器將包含輸出下垂控制、MPPT控制以及限流控制功能。結合圖3可以看到：在實現光伏直流模塊的控制上，電流源半橋變換器的輸入和輸出均進行了采樣，Uin和 Iin是輸入電壓和電流，Uo和Io是輸出電壓和電流，然后分別對兩側的采樣進行處理，輸入側采樣主要用于MPPT控制，輸出側采樣主要用于輸出端電壓控制，最終形成兩個基本控制信號，對兩者取小以實現基本功率匹配，也就是如圖4a所示的外特性曲線。圖3中示意本文采用了1片單片機（CC2530），主要用于MPPT計算以及輸出過壓保護功能。功率匹配后的信號會經過 PWM芯片，并最終形成電流源半橋變換器所需的PWM控制信號。

3.3 PWM控制電路的設計

考慮到電流源半橋變換器的功率管控制要求，即 PWM芯片的二路輸出不是互補的，所以通過考察商用的各種PWM芯片，再經合理的芯片外圍電路設計，TI（Texas Instruments）公司的UC3637芯片能夠滿足該要求。

圖3 電流源半橋光伏直流模塊的總體設計Fig.3 The overall diagram of the proposed control strategy for the current-fed half bridge converter

圖4 電流源半橋光伏直流模塊的具體控制策略Fig.4 The detailed control strategy of the current-fed half bridge converter for photovoltaic applications

圖4c所示是UC3637及其外圍電路的示意圖。其中，振蕩電路會產生一路高頻的三角載波信號，經過三角波移相電路后會產生另一路交錯180°的三角載載波信號。功率匹配信號，也即調制波信號，是在變換器正常工作時，根據變換器的工作狀態自動產生的控制信號，也即 3.2節提及的按照功率取小原則匹配控制的信號，通過合適的設計，該信號將時刻保證其通過三角載波產生的占空比大于0.5。最終經過UC3637的4腳、7腳以及驅動放大電路，輸出兩路交錯180°且存在交疊區的驅動信號。

3.4 起動及輕載時的控制方法

在設置了驅動生成電路以及功率匹配等電路后，為進一步優化變換器的起動和輕載控制，在圖4c中，還展示了一個軟起動控制電路和過電壓保護控制電路。其中，軟起動控制電路主要提供一個軟起動信號，在變換器起動時使占空比從0緩慢經小于0.5達到超過0.5，而在起動結束后該信號始終大于功率匹配信號，而使變換器由功率匹配信號控制，以此實現變換器從小于0.5起動的要求。

但需要說明的是，上述占空比小于 0.5的過程只能存在于起動階段，在正常工作時，變換器的占空比始終都大于0.5。由此，當變換器輕載工作時，占空比的最小值只能被控制在0.5，根據式（4），變換器載越輕，輸出電壓則越高，且會超出允許值。為了在占空比大于 0.5的情況下實現電壓限制，在變換器的控制中設置了間歇式工作模式，其主要通過單片機采集輸出電壓，經單片機內部的軟件處理環節，輸出一個shutdown信號，來拉低變換器驅動。圖4b是單片機判斷過壓時的軟件流程圖。該過程并不將變換器徹底關掉，而是判斷直流母線電壓超過設定最高電壓時，自動關閉驅動信號，而待直流母線電壓回落到額定值以下時，再給出變換器驅動信號，以此解決電流源變換器的輕載過電壓問題。

4 實驗研究

研制了一臺電流源半橋光伏直流模塊實驗樣機，具體參數如下：光伏電池板電壓Uin=20～45V、額定輸出電壓 Uo=380V（最大 400V）、開關頻率fs=250kHz，額定功率 Pin=250W，電感 L1=L2=0.14mH，變壓器電壓比 n=1.8，功率開關管采用BSC190N15NS3G（50A/150V），輸出整流二極管為STPSC16H065C（16A/650V）。

4.1 變換器的穩態工作

圖5所示為變換器在輸入電壓 uin=36V、輸入功率為250W、輸出電壓uo=380V時電感電流、輸入電流及驅動信號的工作波形。輸入電流 Iin約為7A，電感L1和L2基本為輸入電流Iin的1/2，3.5A。該圖的波形情況基本與理論分析一致。

圖5 變換器穩態工作波形Fig.5 The steady-state waveforms

4.2 變換器的動態工作

圖6為變換器在輸入電壓 60V、負載 60W（2.5kΩ）、輸入串聯電阻由10Ω變為20Ω再變為10Ω（輸入功率大-小-大）時，變換器MPPT控制和輸出下垂控制切換的波形，MPPT工作時，變換器輸入電壓基本穩定在30V，而在輸出閉環控制時，變換器輸出電壓基本穩定在380V。

4.3 變換器的起動過程和空載工作

圖7為變換器在輸入電壓uin=45V（開路電壓），輸入端串聯電阻為 10Ω，負載為 60W（2.5kΩ）時的起動波形，最終變換器處于MPPT工作模式，輸出電壓為負載電阻的電壓基本穩定在 330V左右，輸入電壓在起動后，經過MPPT控制穩定在約22.5V左右。

圖7 變換器起動波形圖Fig.7 The start waveforms

圖8為變換器在輸入電壓uin=45V（開路電壓）時的空載工作波形。可以看到變換器處于間歇性工作中，約每 750ms，變換器間歇性工作一次，輸出電壓為輸出電容兩端的電壓基本被限制在 380～400V之間。

圖8 變換器空載工作波形Fig.8 Operation waveforms on no load condition

4.4 變換器的效率

圖9所示為滿載條件下變換器工作效率隨輸入電壓的變化曲線圖，變換器最高效率為 94.3%，可以實現較高效的工作狀態。

圖9 變換器滿載效率曲線Fig.9 The efficiency curve

5 結論

研究了一種基于電流源半橋變換器的光伏直流模塊。在分析變換器工作原理的基礎上，闡述了電流源半橋變換器在控制上存在的主要問題，并提出了一套控制方案旨在保證變換器全工作范圍內的可靠工作，并最終通過實驗對所設計控制方案進行了驗證。實驗結果表明，電流源半橋變換器在高升壓比工作時能夠實現高的效率；所設計的控制方案滿足電流源半橋變換器作為光伏直流模塊的功率及電壓控制要求，同時還能兼顧電流源半橋變換器對占空比控制的特殊要求，可靠實現其起動及輕載工作。

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