高效率SRD多路倍頻器設計*

(華中科技大學光學與電子信息學院 武漢 430074)

高效率SRD多路倍頻器設計*

錢煥裕

(華中科技大學光學與電子信息學院 武漢 430074)

論文采用多工器對SRD梳狀譜發生器直接濾波的方法,實現倍頻器的多路輸出。通過實驗測量發現,合理選擇、設計多工器的帶外阻抗,可以有效改善輸出信號強度,提高倍頻器效率;合理選擇偏置電阻值和驅動電感值,可以有效改善倍頻器附加相位噪聲。利用該方案,已成功將10MHz的信號,倍頻為80MHz、90MHz、100MHz、110MHz四路輸出信號。

梳狀譜;多工器;倍頻器;多路輸出

ClassNumberTN771

1 引言

倍頻器作為一種常見的微波器件,常用于衛星通訊、雷達以及頻率合成器等射頻微波系統中。其主要功能是將頻率相對較低的晶體振蕩器信號或者VCO信號倍增到相對較高的頻率信號。實現倍頻的方案很多,目前主要使用的有單二極管倍頻器、單平衡倍頻器、雙平衡倍頻器、反向并聯二極管倍頻器、變容管倍頻器以及階躍恢復二極管(SRD)倍頻器等。其中,只有SRD倍頻器能夠做到高次諧波倍頻,并同時具有較高的轉換效率和較小的附加相位噪聲。[1]

2 系統設計

本文設計的倍頻器,輸入頻率相對較低。鑒于實際應用需求,使用梳狀譜發生器和多工器相結合的方法,直接對梳狀譜進行濾波。原理如圖1所示。通過合理設計多工器的帶外阻抗特性,可以提高倍頻器的轉換效率,將10MHz的頻率信號倍頻至80MHz、90MHz、100MHz、110MHz,并且同時輸出。

圖1 系統框圖

2.1 梳狀譜發生器設計

梳狀譜發生器又稱為脈沖發生器。其主要功能是將輸入的單一頻率信號,轉換為與輸入信號周期相同的窄脈沖信號。由于窄脈沖通過傅里葉變換,在頻域上具有豐富的頻譜,并且各個頻率分量分別為輸入信號頻率及其各次諧波,所以頻域上會產生等間距分布的梳狀頻譜。脈沖越窄、脈沖幅度越大,頻譜中高頻分量越大,第一個頻率零點越高。

階躍恢復二極管(SRD)是梳狀譜發生器的關鍵器件。其分析模型可視為一個較大的正向偏置電容和一個較小的反向偏置電容的并聯,并且可以在這兩個電容之間進行切換。理想情況下,切換時間為零,因此具有很強的非線性。當輸入信號周期變化時,正向偏置到反向偏置瞬態的切換將導致二極管電流的階躍,從而產生窄脈沖[2]。產生脈沖的寬度和強度與SRD的參數有關,主要影響其輸出的參數有:

1)載流子壽命τ

載流子壽命直接影響二極管正向偏置時注入PN結的載流子數量,影響最小輸入頻率和脈沖電壓的強度,載流子壽命τ應滿足以下要求:

(1)

2)反向階躍時間tt

反向階躍時間決定了二極管電流截止的時間,影響脈沖寬度,限制了最高輸出頻率分量fN。反向階躍時間tt應滿足以下要求:

(2)

3)反向偏置電容CVR

SRD的反向偏置電容影響著輸出的脈沖寬度以及輸出功率,需要在這兩者之間做取舍才能得到一個合適的值,所以一般要求CVR滿足下式:

(3)

除以上三個參數以外,還有寄生電阻、寄生封裝電感、反向擊穿電壓等。具體可參看參考文獻[3]。

結合輸入輸出頻率,我們選擇了MACOM公司的MA-44767。使用的電路形式如圖2所示。

圖2 梳狀譜發生電路

因為輸入輸出的頻率相對較低,且SRD倍頻器本身對電路參數十分敏感,所以實際的電感電容參數需要根據特定的輸入輸出功率容量以及輸出諧波平坦度等性能指標,進行嚴格計算、仿真、調試。在10MHz、9dBm信號輸入下,梳狀譜發生電路的測試結果如圖3所示。輸入增加4dB,輸出將增加9dB,不與輸入呈線性關系。

2.2 多工器設計

多工器的作用是將系統所需要的頻段相互隔離開來,互不影響。在共用一個SRD的情況下,為了得到80MHz、90MHz、100MHz、110MHz獨立的頻率信號,同時間隔10MHz相鄰頻率之間的抑制要達到30dBc以上,我們使用星點形結構來實現多工器。

為了使相鄰通道之間的隔離度達到30dBc以上,我們設計帶通濾波器的帶寬為2MHz～3MHz。通過電路仿真發現,使用集總LC結構實現時,由于器件Q值影響,單個濾波器的帶內插入損耗約為3dB,而且會隨著帶寬的變窄而增大。另外,因為SRD由10MHz輸入信號驅動,所以在多工器設計調試時,應保證多工器公共端低頻帶外特性為開路,防止驅動電壓電流被地平面吸收,保證SDR能夠被輸入信號驅動,使其正常工作。多工器的測量結果如圖4所示。

合路之后的通道插損約3.5dB,主要是由2%～3%帶寬下,單個濾波器的固有插入損耗造成的,與合路本身關系不大。同時,合路之后,相鄰通道之間相互增加了傳輸零點,增加了隔離,使相鄰通道之間的隔離相比單個濾波器更好。在保證帶外抑制的前提下,可以適當增大帶寬,改善濾波器帶內插入損耗,提高倍頻器的輸出功率。

3 測試與分析

3.1 倍頻效率

將梳狀譜發生器和多工器級聯得到一個完整的多輸出倍頻器,同時梳狀譜發生電路的驅動電感電容參數還應該進行適當的調整,以得到較為合適的輸出效果。在10MHz、9dBm輸入時,80MHz、90MHz、100MHz、110MHz的輸出功率和雜散抑制如表1所示。

從圖3可以看出:梳狀譜發生器在相同輸入條件下,相同頻率處的輸出功率約為-18dBm。因此,使用低頻帶外阻抗為開路的窄帶濾波器提高了輸出倍頻器功率。利用濾波器帶外全反射特性,尤其是10MHz的開路特性,將基頻以及各次諧波的輸出功率反射回收到二極管,二極管將這些功率進一步轉化為輸出頻率功率。這里采用的直接濾波的方式與一般單路輸出倍頻器不同,因為不管從輸出頻率還是頻率間隔上來看,使用λ/4或者是集總諧振單元都無法使達到“振鈴式”輸出的效果。根據倍頻器各個輸出的輸出功率,可以計算整體的轉換效率約為16%。Mini-Circuits公司相同頻段倍頻器RMK-5-51+的插入損耗大于22dB,效率要低很多。而如果使用Q值更高,插入損耗更小的帶通濾波器將使效率進一步提高。

3.2 相位噪聲特性

倍頻器另一個關注的指標是相位噪聲。圖5中相位噪聲最低的是10MHz激勵源的相位噪聲,由Agilent-E4438C產生。四個相對較大的曲線分別為80MHz、90MHz、100MHz、110MHz的相位噪聲。理論上,倍頻器輸出的相位噪聲應該滿足式(4)。PNadd和PNsource分別為倍頻器附加相位噪聲和輸入源的相位噪聲。由此可以計算得到,在100KHz以下,倍頻器附加的相位噪聲基本可以忽略。100KHz～1MHz之間,倍頻器的相位噪聲在輸出相位噪聲中附加了6dBc/Hz。1MHz以外出現衰減,是由窄帶濾波器的插入損耗逐漸增大引起的。

PNout=PNadd+PNsource+10logN

(4)

通過測量發現,100KHz～1MHz之間的附加噪聲與整體轉換效率呈現正相關,可以通過減小輸出功率來降低附加的相位噪聲和末端上翹的程度。

圖5 倍頻器輸出相噪

4 結語

以上就是多輸出倍頻器仿真和實驗結果。電路完成了將10MHz的信號倍頻至80MHz、90MHz、100MHz、110MHz的功能。通過實驗發現,合理選擇濾波器的帶外阻抗特性可以提高倍頻器的輸出功率。使用同樣的方法也可以使梳狀譜發生器的效率改善。整體的轉換效率約為16%。另外,100KHz以下的附加相位噪聲基本可以忽略,根據實際需要,可以適當調節電路參數,在輸出效率和附加噪聲之間做折中考慮。

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HighEfficiencySRDMultiplexFrequencyMultiplierDesign

QIAN Huanyu

(Institute of Optical and Electronic Information, Huazhong University of Science and Technology, Wuhan 430074)

In this paper, SRD comb-spectrum generator is direct filtered by the multiplexer to achieve multi-channel output Through the experimental measurement, we find that by reasonable selection and design of multiplexer out-of-band impedance, the output signal amplitude and the efficiency of frequency multiplier can be effectively improved;by reasonable selection of bias-resistance and drive inductor, the phase-noise of frequency multiplier can also be improved. Using this scheme, 10MHz signal has already been converted to 70MHz、80MHz、90MHz、100MHz four output signals successfully.

comb spectrum, multiplexer, multiplier, multiplexing output

2013年11月7日,

:2013年12月17日

錢煥裕,男,碩士,研究方向:射頻與微波。

TN771DOI:10.3969/j.issn1672-9730.2014.05.020