DMR標準物理層接收算法設計

楊青山+王冬海+胡漢武

摘 要： DMR物理層標準采用的是4FSK調制技術，其具有TDMA雙時隙結構、頻譜效率高、通信距離遠、抗干擾能力強以及語音數據業務功能豐富等特點。DMR標準提高了頻譜使用率，擴大了通信容量，提高了溝通效率，節約了使用成本，使用戶獲得高效的無線通信服務。在此介紹了一種基于差分解調結構的接收算法，該算法易于實現，并且接收靈敏度滿足DMR測試指標。

關鍵詞： DMR； 差分解調； 物理層標準； 時隙結構

中圖分類號： TN929.52?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）15?0070?03

Receiving algorithm for DMR standard physical layer

YANG Qing?shan， WANG Dong?hai， HU Han?wu

（Guangzhou Haige Communications Group Incorporated Company， Guangzhou 510663， China）

Abstract： 4FSK technology is adopted in DMR physical layer standard， which has the characteristics of TDMA double time?slot structure， high spectrum efficiency， long communication distance， strong anti?interference ability and rich voice data service. DMR standard can improve the spectrum utilization， enlarge communication capacity， enhance communication efficiency， save the usage cost， and allow users to obtain high?efficiency wireless communication service. A receiving algorithm based on differential demodulation structure is introduced in the paper. The algorithm can be realized easily， and its receiving sensitivity can meet DMR testing specification.

Keywords： DMA； differential demodulation； physical layer standard； time?slot structure

DMR標準設計的帶寬為 12.5 kHz，幀結構為雙時隙的TDMA幀，每個時隙為30 ms的突發，并且每個突發都可以獨立使用[1]，通常一個呼叫使用時隙1而另一個呼叫使用時隙2。DMR標準規定了數據幀和語音幀，其中數據幀時序分為單時隙傳輸模式和雙時隙傳輸模式，其傳輸模式的差別由DMR上層協議的信息速率決定[2]。語音幀的傳輸以6個突發組成的超幀（360 ms）為基本單位。超幀中的語音突發依次用字母A到F表示。其中，突發A是超幀的起始幀，攜帶語音同步字；突發B到F則攜帶嵌入信令，在通話時間內不斷重復完整的TDMA超幀。圖1為語音超幀，所以在算法實現時，需要對數據幀和語音幀做不同的處理。

1 DMR突發結構

DMR標準中基站方設計了3種突發類型，分別為數據突發、語音突發、反向信道控制信令突發，長度都為264 b，中間位置都有一種特殊的幀同步序列，長度為48 b，不同的突發類型，同步序列也不一樣，數據突發的同步序列和語音突發的同步序列為負相關，這兩種同步序列和反向信道同步序列為正交序列，所以在接收機方可以使用本地存儲的同步序列與所接收的信號進行時域相關，設置一定的門限值就可以判斷出不同的突發類型[3]。圖2為DMR突發結構圖。

圖1 語音超幀

2 接收算法設計

接收到的信號經過下變頻后，信號變為零頻信號，采樣率降低到38.4 kHz，之后信號經過相位估計和差分，匹配濾波后輸出供后續譯碼處理，對匹配濾波后的信號進行幀同步搜索，得到最佳采樣點的位置和頻偏估計值。圖3為整個DMR接收系統框圖。

圖2 DMR突發結構圖

圖3 DMR接收系統框圖

2.1 相位估計和差分

接收端所接收到的信號為：

[Slr（nTs）=exp（j2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0）]

式中：[θ0]為接收中引入的相偏。首先通過反正切運算，得到相位估計[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0]，然后通過差分得到瞬時相位值[srcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π），]從而消除相位[θ0]的影響。

其中反正切使用CORDIC算法實現[4]。其迭代關系式為：

[xi+1=（xi-yiδi2-i）yi+1=（yi+xiδi2-i）Zi+1=Zi-δi2-iδi=sgn（Zi）]

式中：[xi]的初始值為Q路信號；[yi]的初始值為I路信號，如果令角度累加值[Z]的初始值為[0，]則利用CORDIC算法的向量模式就可以實現反正切運算。為了保證在接收到的信號很小時，通過CORDIC，算法也能保證很好的精度，在進行計算前，需要把I，Q兩路信號同時放大32倍，這樣在接收端不需要數字AGC（自動增益控制）。

2.2 匹配濾波

匹配濾波器使用的參數和發送端的成形濾波器參數一樣，根據DMR標準，成形濾波器采用滾降系數為0.2的平方根升余弦濾波器[5]。每個符號8個樣點，群時延為6。其時域響應圖如圖4所示。

2.3 幀同步

本地存儲好的同步序列與接收到的信號進行時域相關，然后通過相關峰值檢測，就能夠判斷是否接收到相關的幀。假設接收到的信號序列為[r（k）]，本地同步序列為[syni（k）]，其中[i]為0，1，2分別對應數據、語音、反響信令三種突發類型。接收信號和本地信號進行相關[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比較所有的[xcorri（θ），]從中找出最大的值，該值對應的[θ，][i]即為時域相關得到的初始同步位置和同步突發類型[6]。圖5為各同步序列的相關結果圖。其中灰色標志的相關峰值為數據和語音同步序列，黑色標志相關峰值的反響信令同步序列。數據和語音的同步序列具有互反性，通過相關值的符號即可確定。

圖4 時域響應圖

圖5 相關結果

2.4 頻偏估計和糾正

為了提高估計精度，使用同步序列進行頻偏估計。假設在一個時隙的時間內，載波頻偏[Δf]近似不變[7]，經過下變頻的信號表示為：

[SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）]

忽略噪聲的影響，經過相位估計和差分鑒頻率后，輸出的相位信息為：

[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf]

可以看出，頻偏將導致差分后的序列增加一個直流分量，對[srcos（nTs）]進行匹配濾波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]經過匹配濾波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信號同步過程中，如果相關能量值大于預定門限，以當前位置為基準，抽取得到24個同步符號，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符號有[n=023sy（n）=0，]所以頻偏估計[Δf=n=023sy（n）24，]信號同步成功時，輸出同步位置的頻偏估計值，將接收信號減掉頻偏估計值[Δf，]這樣完成了頻偏估計和糾正。

2.5 采樣判決

DMR采樣的四電平頻移鍵控（4FSK）調制方式，其頻偏指數為0.27，符號、比特及頻偏的對應關系[8]見表1。

表1 4FSK比特符號對應頻偏

[比特信息＼&符號＼&4FSK頻偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&]

表1說明了當頻偏值為正值時，比特1的信息為0，相反為1。當頻偏值的絕對值為1 944時，比特0的信息為1；絕對值為648時，比特0的信息為0。首先把頻偏糾正后的接收信號作一個符號的正負判斷，完成比特1的信息判決，之后再根據一定的絕對門限值完成比特0的信息判決。比特1、比特0進行并/串轉換，這樣就完成了整個一幀的數據解調。

3 結 語

本文所設計的算法已經在Xilinx Spartan6平臺上實現，并且分別完成了數據幀、語音幀以及數據、語音混合幀的測試。經過測試，該算法在信噪比很低的情況下，也能正確地判斷出各種幀類型，以及正確地解調出相應的信息。其接收靈敏度、鄰道選擇性、共信道抑制等指標[9]完全滿足DMR標準所規定的接收測試指標。

參考文獻

[1] ETSI. ETSI TS 102 361?3 Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 3： DMR data protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[2] ETSI. ETSI TS 102 361?2 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）；digital mobile radio（DMR） systems； Part 2： DMR voice and generic services and facilities [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[3] 鐘烈.基于DMR的4CPFSK基帶信號處理技術研究和芯片設計實現[D].杭州：浙江大學，2012.

[4] 許貝旎.數字集群手持機基帶算法研究與實現[D].成都：電子科技大學，2010.

[5] 左金鐘，馬伊民，習清伶.滾降系數不匹配對基帶傳輸系統的性能影響[J].國外電子測量技術，2011，30（8）：27?34.

[6] 汪瀚.DMR標準無線收發機數字中頻調制解調的設計與實現[D].北京：清華大學，2009.

[7] 方競.基于FPGA的DMR轉發臺中頻模塊的實現[D].西安：西安電子科技大學，2012.

[8] ETSI. ETSI TS 102 361?1 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters（ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 1： DMR air interface （AI）protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2011.

[9] 謝永軍.基于DMR數字集群通信技術的研究[D].北京：北京郵電大學，2009.

2.2 匹配濾波

匹配濾波器使用的參數和發送端的成形濾波器參數一樣，根據DMR標準，成形濾波器采用滾降系數為0.2的平方根升余弦濾波器[5]。每個符號8個樣點，群時延為6。其時域響應圖如圖4所示。

2.3 幀同步

本地存儲好的同步序列與接收到的信號進行時域相關，然后通過相關峰值檢測，就能夠判斷是否接收到相關的幀。假設接收到的信號序列為[r（k）]，本地同步序列為[syni（k）]，其中[i]為0，1，2分別對應數據、語音、反響信令三種突發類型。接收信號和本地信號進行相關[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比較所有的[xcorri（θ），]從中找出最大的值，該值對應的[θ，][i]即為時域相關得到的初始同步位置和同步突發類型[6]。圖5為各同步序列的相關結果圖。其中灰色標志的相關峰值為數據和語音同步序列，黑色標志相關峰值的反響信令同步序列。數據和語音的同步序列具有互反性，通過相關值的符號即可確定。

圖4 時域響應圖

圖5 相關結果

2.4 頻偏估計和糾正

為了提高估計精度，使用同步序列進行頻偏估計。假設在一個時隙的時間內，載波頻偏[Δf]近似不變[7]，經過下變頻的信號表示為：

[SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）]

忽略噪聲的影響，經過相位估計和差分鑒頻率后，輸出的相位信息為：

[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf]

可以看出，頻偏將導致差分后的序列增加一個直流分量，對[srcos（nTs）]進行匹配濾波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]經過匹配濾波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信號同步過程中，如果相關能量值大于預定門限，以當前位置為基準，抽取得到24個同步符號，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符號有[n=023sy（n）=0，]所以頻偏估計[Δf=n=023sy（n）24，]信號同步成功時，輸出同步位置的頻偏估計值，將接收信號減掉頻偏估計值[Δf，]這樣完成了頻偏估計和糾正。

2.5 采樣判決

DMR采樣的四電平頻移鍵控（4FSK）調制方式，其頻偏指數為0.27，符號、比特及頻偏的對應關系[8]見表1。

表1 4FSK比特符號對應頻偏

[比特信息＼&符號＼&4FSK頻偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&]

表1說明了當頻偏值為正值時，比特1的信息為0，相反為1。當頻偏值的絕對值為1 944時，比特0的信息為1；絕對值為648時，比特0的信息為0。首先把頻偏糾正后的接收信號作一個符號的正負判斷，完成比特1的信息判決，之后再根據一定的絕對門限值完成比特0的信息判決。比特1、比特0進行并/串轉換，這樣就完成了整個一幀的數據解調。

3 結 語

本文所設計的算法已經在Xilinx Spartan6平臺上實現，并且分別完成了數據幀、語音幀以及數據、語音混合幀的測試。經過測試，該算法在信噪比很低的情況下，也能正確地判斷出各種幀類型，以及正確地解調出相應的信息。其接收靈敏度、鄰道選擇性、共信道抑制等指標[9]完全滿足DMR標準所規定的接收測試指標。

參考文獻

[1] ETSI. ETSI TS 102 361?3 Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 3： DMR data protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[2] ETSI. ETSI TS 102 361?2 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）；digital mobile radio（DMR） systems； Part 2： DMR voice and generic services and facilities [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[3] 鐘烈.基于DMR的4CPFSK基帶信號處理技術研究和芯片設計實現[D].杭州：浙江大學，2012.

[4] 許貝旎.數字集群手持機基帶算法研究與實現[D].成都：電子科技大學，2010.

[5] 左金鐘，馬伊民，習清伶.滾降系數不匹配對基帶傳輸系統的性能影響[J].國外電子測量技術，2011，30（8）：27?34.

[6] 汪瀚.DMR標準無線收發機數字中頻調制解調的設計與實現[D].北京：清華大學，2009.

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[8] ETSI. ETSI TS 102 361?1 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters（ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 1： DMR air interface （AI）protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2011.

[9] 謝永軍.基于DMR數字集群通信技術的研究[D].北京：北京郵電大學，2009.

2.2 匹配濾波

匹配濾波器使用的參數和發送端的成形濾波器參數一樣，根據DMR標準，成形濾波器采用滾降系數為0.2的平方根升余弦濾波器[5]。每個符號8個樣點，群時延為6。其時域響應圖如圖4所示。

2.3 幀同步

本地存儲好的同步序列與接收到的信號進行時域相關，然后通過相關峰值檢測，就能夠判斷是否接收到相關的幀。假設接收到的信號序列為[r（k）]，本地同步序列為[syni（k）]，其中[i]為0，1，2分別對應數據、語音、反響信令三種突發類型。接收信號和本地信號進行相關[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比較所有的[xcorri（θ），]從中找出最大的值，該值對應的[θ，][i]即為時域相關得到的初始同步位置和同步突發類型[6]。圖5為各同步序列的相關結果圖。其中灰色標志的相關峰值為數據和語音同步序列，黑色標志相關峰值的反響信令同步序列。數據和語音的同步序列具有互反性，通過相關值的符號即可確定。

圖4 時域響應圖

圖5 相關結果

2.4 頻偏估計和糾正

為了提高估計精度，使用同步序列進行頻偏估計。假設在一個時隙的時間內，載波頻偏[Δf]近似不變[7]，經過下變頻的信號表示為：

[SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）]

忽略噪聲的影響，經過相位估計和差分鑒頻率后，輸出的相位信息為：

[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf]

可以看出，頻偏將導致差分后的序列增加一個直流分量，對[srcos（nTs）]進行匹配濾波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]經過匹配濾波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信號同步過程中，如果相關能量值大于預定門限，以當前位置為基準，抽取得到24個同步符號，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符號有[n=023sy（n）=0，]所以頻偏估計[Δf=n=023sy（n）24，]信號同步成功時，輸出同步位置的頻偏估計值，將接收信號減掉頻偏估計值[Δf，]這樣完成了頻偏估計和糾正。

2.5 采樣判決

DMR采樣的四電平頻移鍵控（4FSK）調制方式，其頻偏指數為0.27，符號、比特及頻偏的對應關系[8]見表1。

表1 4FSK比特符號對應頻偏

[比特信息＼&符號＼&4FSK頻偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&]

表1說明了當頻偏值為正值時，比特1的信息為0，相反為1。當頻偏值的絕對值為1 944時，比特0的信息為1；絕對值為648時，比特0的信息為0。首先把頻偏糾正后的接收信號作一個符號的正負判斷，完成比特1的信息判決，之后再根據一定的絕對門限值完成比特0的信息判決。比特1、比特0進行并/串轉換，這樣就完成了整個一幀的數據解調。

3 結 語

本文所設計的算法已經在Xilinx Spartan6平臺上實現，并且分別完成了數據幀、語音幀以及數據、語音混合幀的測試。經過測試，該算法在信噪比很低的情況下，也能正確地判斷出各種幀類型，以及正確地解調出相應的信息。其接收靈敏度、鄰道選擇性、共信道抑制等指標[9]完全滿足DMR標準所規定的接收測試指標。

參考文獻

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[2] ETSI. ETSI TS 102 361?2 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）；digital mobile radio（DMR） systems； Part 2： DMR voice and generic services and facilities [R]. [S.l.]： ETSI， 2012.

[3] 鐘烈.基于DMR的4CPFSK基帶信號處理技術研究和芯片設計實現[D].杭州：浙江大學，2012.

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[5] 左金鐘，馬伊民，習清伶.滾降系數不匹配對基帶傳輸系統的性能影響[J].國外電子測量技術，2011，30（8）：27?34.

[6] 汪瀚.DMR標準無線收發機數字中頻調制解調的設計與實現[D].北京：清華大學，2009.

[7] 方競.基于FPGA的DMR轉發臺中頻模塊的實現[D].西安：西安電子科技大學，2012.

[8] ETSI. ETSI TS 102 361?1 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters（ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 1： DMR air interface （AI）protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2011.

[9] 謝永軍.基于DMR數字集群通信技術的研究[D].北京：北京郵電大學，2009.