10kW移相控制ZVS－PWM全橋變換器的設計

潘 健，宋志勇，王淑青

（湖北工業大學電氣與電子工程學院，湖北 武漢430068）

移相控制ZVS PWM DC／DC全橋變換器是采用諧振變換技術和常規PWM變換技術相結合，可以實現恒定頻率的零電壓開關變換過程，它既具有常規PWM全橋電路的拓撲結構簡潔、控制方式簡單、開關頻率恒定以及開關器件電壓和電流應力小等優點，又解決了常規PWM全橋電路電磁干擾強、開關損耗和開關噪聲大的缺點，從而被廣泛應用于大功率高頻開關電源領域［1］。

1 移相控制零電壓開關全橋變換器的工作原理

圖1為移相控制ZVS－PWM DC／DC全橋變換器主電路。在一個開關周期中，有12種不同的工作過程：正半周與負半周功率輸出過程，正半周與負半周鉗位續流過程，超前臂和滯后臂的諧振與換流過程，原邊電感儲能返回電源過程，主變壓器原邊電流上沖或下沖過零點過程，副邊整流橋輸出電流變化過程，輸出電壓占空比丟失過程［2］。

圖1 移相控制ZVS全橋變換器主電路

圖2所示為移相控制ZVS全橋變換器主要波形。為了便于分析，圖中四路開關管驅動信號Q1、Q2、Q3和Q4是理想化的波形，忽略了電容對脈沖電壓上升沿和下降沿的延遲作用，用垂直直線表示，并設開關管和二極管導通壓降為零，C1＝C3＝Clead，C2＝C4＝Clag，Lf＞＞Lr／n2，Lf可等效為電流Io的恒流源。

圖2 移相控制ZVS全橋變換器主要波形

［t0，t1］超前臂的諧振與換流過程：t0時刻超前臂上管驅動脈沖變為低電平，Q1關斷，原邊電感線圈中的電流不會突變，維持ip正向流動，對超前臂并聯電容C1、C3充放電，并聯電容與等效電感（Lr＋n2Lof）串聯諧振；

［t1，t2］正半周鉗位續流過程：超前臂的諧振使得VD3導通鉗位，由VD3提供續流回路，兩臂中點電壓為零UA＝UB＝UAB＝0，即實現鉗位續流過程；

［t2，t3］滯后橋臂的諧振與換流過程：t2時刻Q4關斷，ip對C4充電，同時給C2放電，UAB端電壓為負，使變壓器副邊繞組感應出反向電壓，整流二極管同時導通，變壓器副邊繞組近似短接，只有Lr參與諧振；

［t3，t4］原邊電感儲能返回電源過程：滯后臂完成諧振后，VD2導通續流，雖然Q2導通，但電流ip由VD2流通，電感儲能返回電源；

［t4，t5］原邊電流下沖過零點過程：原邊電流ip在Q2導通后開始下沖過零，使續流二極管VD 2和VD3關斷，形成新的供電回路，Vin→Q2→Lr→Q3→地，ip維持下沖態勢，電流負向增大到峰值；

［t5，t6］負半周功率輸出過程：Q2和Q3同時導通，為負載提供了第二個功率輸出回路，Vin→Q2→Lr→Q3→地，經過變壓器副邊及副邊整流橋實現負半周功率輸出。

在t6時刻，Q3管關斷，全橋變換器開始另一半周的工作，從原理上分析，工作過程與上述半個周期是對稱相同的，在此不再贅述。

2 主電路參數設計

根據電路設計要求，假設輸出紋波電壓為△U，輸出紋波電流為△I，則輸出濾波電容上的電壓變化量為△uc＝△U，輸出濾波電感上的電流變化量為 △iL＝ △I，開關頻率為fs。

2.1 變壓器的設計

根據開關電源輸出功率的要求，變壓器若選用常規鐵氧體磁心，變壓器體積將會過大。實際設計過程中磁心選用超微晶磁環。與常規鐵氧體相比，超微晶材質具有較高的飽和磁密度和較低的損耗及良好的溫度穩定性，非常適用于大功率高頻率開關電源的主變壓器磁心。

開關電源三相輸入電壓為380 V±10%，為了便于計算，忽略管壓降及濾波電容的影響，則直流母線電壓的最低值

開關電源輸出電壓為800 V，則變壓器副邊的最低電壓

式中Vo為輸出電壓，Vd為副邊整流二極管壓降，取值為1.5 V，Vl為線路壓降，取值為2 V，Dmax為最大占空比，取0.95；則變壓器變比n＝Vdmin／V2min＝0.544。考慮到副邊整流二極管的耐壓，實際設計中變壓器副邊采用雙繞組，分別整流后串聯，變壓器變比為1∶1.05∶1.05。

2.2 濾波電感的設計

輸出濾波電感上的電流變化量為△iL。由于在輸入電壓Vin達到最大值Vinmax時，占空比最小，輸出電流的脈動量最大，所以輸出濾波電感應滿足以下條件［3］：

式中Vinmax為直流母線最高電壓，取值為560 V；變比n取值為0.5；Dmin為最小占空比，取值為0.8；△iL取值為12.5 A；fs為開關頻率，取33 k Hz。

2.3 濾波電容的設計

輸出濾波電容上的電壓變化量為△UC。由于輸出濾波電容C足夠大，所以△UC相對于輸出電壓Uo來說很小，可以認為輸出電流Io幾乎不變。當iL＞Io時，輸出濾波電容充電；當iL＜Io時，輸出濾波電容放電。為便于計算，可以理想認為輸出濾波電容的充放電時間各占一半，充放電平均電流

所以輸出濾波電容

2.4 諧振電感的設計

在滯后橋臂的換流過程中，副邊整流二極管同時導通，變壓器副邊繞組被同時導通的整流二極管鉗位在兩倍的管壓降電壓，Lf不能反射到原邊，只有Lr的能量用來實現ZVS。而Lr比折算到原邊的Lf值小得多，因此滯后橋臂實現ZVS的條件是諧振電感Lr能夠為電容充放電提供足夠的能量［3］，即

由于考慮到電路輸出的效率問題，占空比丟失ΔD一般會有一個上限值ΔDmax。由

由式（1）、（2）即可求得Lr的取值范圍為：3 u H＜Lr＜161uH，其中ΔDmax取值為0.95，結合諧振頻率f，Lr取19uH。

3 PWM移相控制電路的設計

移相控制器采用Bi CMOS相移諧振PWM控制器 UCC3895，它既保留了 UC3875／6／7／8系列和UC3879的功能，又增加了一些特性：增強了控制邏輯、增加了自適應延時設定、提高了關斷能力等［4］。UCC3895控制器適用于全橋變換器的控制，通過移動一個半橋對另一個半橋驅動脈沖的相位，實現恒定頻率、高效率的零電壓開關脈沖寬度調制，它既可用作電壓型控制，也可用作電流型控制。UCC3895增加了自適應延時設定功能，該功能設置最大與最小可調輸出延遲死區時間之間的比例。通過改變自適應延遲ADS端電壓，從而改變延遲端DELAB和DELCD上的輸出電壓VDEL：

圖3 UCC3895移相控制電路

當ADS直接連接到CS上時，沒有延遲調制功能；

當ADS直接接地時，達到最大的延遲調制。

CS是UCC3895控制器的電流傳感端，該引腳是電流傳感比較器的反相輸入端，也是電流比較器的同相輸入端。電路利用CS端對變壓器原邊峰值

圖3為UCC3895移相控制電路。UCC3895可以選擇延遲時間，以便設置外部功率級的諧振開關。對兩個半橋電路提供各自的延遲，以適應不同的諧振電容器充電電流。每級的延遲時間設置為

電流進行過流檢測。

4 反饋控制系統設計

為了克服電壓模式單環開關調節系統在控制和調節作用上動態響應慢，同時電流模式單環開關調節系統在控制和調節作用上無法保持輸出負載電流恒定的缺點，在電壓模式的基礎上引入電流模式實現雙環控制，可獲得較好的動態性能和穩定性能。

圖4 雙環反饋控制系統原理框圖

圖4為雙環反饋控制系統原理框圖。系統主要由反饋網絡和補償網絡組成。反饋網絡包括電流反饋I／U和電壓反饋H（u），采用LEM電流傳感器和LEM電壓傳感器實現。I／U的作用是將主電路中的電感電流iL轉換為電壓信號URs；H（u）的作用是將主電路中的輸出高電壓轉換為低電壓信號UH。補償網絡包括電壓控制器VA和電流控制器CA，采用L M358運算放大器，通過PI調節實現電壓和電流控制。通過VA將電壓反饋信號UH與參考電壓Uref相比較產生誤差電壓信號UCP，作為電流控制環的參考電壓；通過CA將電流反饋信號URs與電壓控制環的輸出電壓UCP相比較產生控制電壓UCA，與PWM控制器的鋸齒波進行比較，生成相應占空比的脈沖信號作用于開關控制器，從而實現輸出電壓、電流的自動調節。

5 實驗結果

在理論設計的基礎上，制作了基于移相控制ZVS－PWM全橋變換器的10kW開關電源，電源輸入電壓380V±10%，輸出電壓0～800 V，開關頻率33.33 k Hz。圖5a所示為UCC3895的PWM脈沖信號經驅動電路后輸出的驅動脈沖波形，CH1和CH2是同一橋臂開關管的驅動脈沖，近似180°互補，并設置有死區時間，脈沖電壓幅值為15 V，周期為30μs。圖5b所示為輸出電壓80 V、輸出電流6.7 A、純電阻負載12Ω情況下的變壓器原邊電壓與電流測試波形，CH1為電壓波形，CH2為電流波形，電流互感器為200∶1，電流取樣電阻為200Ω。從圖5a波形可以看出，驅動脈沖信號的上升沿有一定的時間延遲，這是由開關管的輸入電容引起的；從圖5b波形可以看出，電流在電壓降為低電平之后有一定的下降，表明原邊電流沒有突變，而是在續流，之后電流迅速下降、過零并反沖，在反向電壓為高電平一段時間之后，電流達到負向最大值，表明開關管實現了零電壓開通。

圖5 波形圖

6 結束語

基于ZVS－PWM移相全橋變換器的理論，設計了主電路各個參數、PWM移相控制電路和雙環反饋控制系統，通過實驗驗證了設計的合理性。

［1］陳 堅，康 勇.電力電子學－電力電子變換和控制技術［M］.第三版.北京：高等教育出版社，2011：270－274.

［2］阮新波，嚴仰光.移相控制零電壓開關PWM變換器的分析［J］.電力電子技術，1998（02）：1－4.

［3］李曉玲.移相全橋軟開關升壓變換器的研究［D］.杭州：浙江大學圖書館，2007.

［4］張 哲，張純江，沈 虹.新型移相控制器UCC3895的應用研究［J］.電力電子技術，2005，39（03）：64－65.