大功率超聲電源的改進

白生娟　張小鳳

摘 要： 將集成式D類全橋電路引入超聲電源中，采用IR2110芯片驅動MOSFET構成全橋式逆變主電路，實現逆變降壓和輸出電壓控制。驅動電路以脈寬調制電路為核心，運用555芯片產生三角波信號，并將產生的三角波信號轉化為不同偏置的兩路三角波信號；然后分別與相應端口輸入的正弦波信號進行比較調制，得到兩路 PWM 波，提高了電路的動態響應并實現頻率的可調性。

關鍵詞： 超聲電源； D類功放； PWM； IR2110

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）19?0147?03

Improvement of high power ultrasonic power supply

BAI Sheng?juan， ZHANG Xiao?feng

（College of Physics and Information Technology， Shannxi Normal University， Xian 710062， China）

Abstract： In order to realize the inversion step?down and output voltage control， the integrated class D whole bridge circuit is introduced into ultrasonic power supply， and IR2110 chip is used to drive MOSFET and form the main circuit of full bridge inverter. In the driver circuit， the pulse width modulation circuit is taken as the core， 555 chip is used to generate triangular wave signal and the triangular wave signal is converted into two triangular wave signals with different bias， which will be compared with the sine wave signals from corresponding ports to implement modulation respectively and get two way PWM waves， so as to improve the dynamic response of the circuit and realize the adjustability of frequency.

Keywords： ultrasonic power supply； class D power amplifier； PWM； IR2110

近些年，隨著機械振動、電力電子技術的飛速發展，功率超聲電源的應用愈來愈廣泛，對功率超聲電源的研制也提出了越來越高的要求。在超聲加工過程中，振動系統的溫度、剛度、靜載荷、加工面積、工具磨損等因素的變化，使得系統的固有頻率發生漂移，這就要求超聲電源要具有頻率自動跟蹤功能；同時為保證加工質量和保護超聲系統，要求電源具有根據負載調整輸出功率的功能[1?5]。本文提出了一種新型超聲電源的研制方案，系統采用PWM技術提高超聲電源的動態響應，實現輸出頻率的可調性，從而為大功率超聲換能器的應用提供性能優良的超聲波電源。

1 系統框圖與工作原理

超聲波電源系統一般由整流電路、高頻逆變電路、驅動電路、匹配網絡、換能器、功率穩定和頻率跟蹤電路及相關的信號處理電路組成， 如圖1所示。

220 V市電經整流電路產生直流電壓，再經DC?DC產生需要的電壓值，提供給高頻逆變電路， 以得到滿足功率要求的高頻電壓；高頻逆變電路是超聲波電源的核心，采用全橋式網絡結構；匹配網絡使超聲波發生器輸出效率最高，并向換能器輸出額定的電功率， 使電路工作在諧振狀態；驅動電路產生特定頻率的信號，推動逆變電路中功率管工作；頻率跟蹤電路提供頻率反饋信號，在一定范圍內跟蹤換能器的諧振頻率點，使換能器工作在最佳狀態；換能器將超聲波電源輸出的電信號轉化為機械能輸出[1]。

高頻逆變電路的全橋網絡結構中最重要的元件是4個場效應晶體管，結合IR2110芯片的優點，根據功放電路高頻率、大功率、小型化的要求，再將電路設計、調試的難易程度和成本等考慮在內，選擇IR2110芯片來驅動MOSFET非常合適。驅動電路信號較為常見的是方波信號，本文將提供一種新的驅動信號——PWM波驅動，PWM控制電路的一個特征是提高電路的效率和動態響應。

2 PWM產生電路

針對超聲換能器對驅動電源功率和頻率的要求，將通常所用的方波驅動改進為脈寬調制波（Pulse Width Modulate，PWM）驅動，以提高超聲電源的動態響應，實現輸出電壓和電流的可調性。PWM波的形成方式如圖2所示。

2.1 正弦波產生

為適應不同頻率的換能器，需要正弦波信號的頻率可調，本實驗所選用的正弦波發生電路如圖3所示。

該電路采用±15 V供電，通過[VR3]可調整輸出正弦波的峰峰值。只要U1A的放大倍數滿足大于1的條件，電路即可產生振蕩。電路的最高輸出頻率取決于[C1，][C2，][VR1，][VR2]選頻網絡的值和運放的響應頻率。要想實現輸出頻率的連續調節就必須同時改變[VR1，][VR2]的阻值。理論上如不考慮運放的響應頻率，改變[VR1，][VR2]可使振蕩頻率工作在0.7～60 kHz左右。

2.2 三角波產生電路

三角波產生電路如圖4所示，采用555芯片構成三角波產生電路，對電容[C1]的線性充放電獲得三角波。利用Q1，Q2和[R2]構成恒流源對[C1]實現線性充電，利用 Q3，Q4和[R3]構成的恒流源實現對[C1]的放電。電容[C1] 上的三角波經U2同相跟隨器輸出。電路中電容[C1]一般選用漏電流很低的聚苯乙烯電容[6]。

電路工作原理如下：接通電源瞬間，555芯片的Q腳輸出高電平，二極管D3截止，D4導通，從而D2也截止，D1導通，電源[VCC]通過[Q1，][Q2，][R2，]D1對電容[C1]恒流充電；當[C1]上電壓達到[23VCC]時，555芯片的輸出發生翻轉，即Q腳輸出低電平，D3導通，D4截止，從而D1也截止，D2導通，電容[C1]通過D2，[Q3，][Q4，][R3]恒流放電，直到[C1]電壓等于[13VCC，]電容又開始充電。如此循環，則[C1]上可以得到線性度良好的三角波，輸出加一級電壓跟隨器，以提高帶負載能力。

2.3 PWM波產生

PWM波產生電路如圖5所示。

整個電路分為兩部分，前半部分電路用于產生一定頻率和偏置的三角波；后半部分電路首先把前半部分產生的三角波信號變為不同偏置的兩路三角波信號，然后分別與P端口處輸入的正弦波信號進行比較調制，得到滿足以上要求的兩路PWM波。

設三角波的頻率為[ft，]周期為[Tt；]正弦波的頻率為[fs，]周期為[Ts。]正弦波在一個周期[Ts]內，分別與頻率為[ft、]偏置電壓不同的兩路三角波進行比較調制，即兩路三角波分別調制正弦波的正半周部分和負半周部分。當正弦波與高偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[Ts2]內是矩形脈沖波形，在后[Ts2]內是高電平；與低偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[Ts2]內是高電平，在后[Ts2]內是矩形脈沖。這樣采用H橋型驅動電路，則功率開關器件的開關頻率就降低為[ft2。]開關頻率減少了一半，能夠減少開關損耗，提高功率放大器的效率。

經過實際比較各種運放，發現NE5532單電源供電時的效果比其他運放效果要好，因此運算放大器芯片選用NE5532。電位器[RV1，][RV2，][RV3]的選取，雖然只起到分壓的作用，但要選的合適，不能太大也不能太小，經調試，取10 kΩ的數量級比較合適。電容[C1]在電路中起積分的作用，因此電容的型號選取決定了三角波的波形的質量，最好選用聚炳乙烯電容。U3為反相器，使B點和C點輸出的波形相位相反。比較器U4，U5選用雙比較器芯片LM393，其正常工作電壓可以低到2 V，且功耗小，驅動能力強。

根據仿真結果可以看出，當正弦波與高偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[T2]內是矩形脈沖波形，在后[T2]內是高電平；當正弦波與低偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[T2]內是高電平，在后[T2]內是矩形脈沖，且兩路PWM波完全互補。

3 功放電路

采用H型橋式的D類放大器可以實現平衡輸出，易于改善放大器的輸出特性，并可減少干擾[7?9]。如圖8是基于IR2110芯片設計的半橋功放電路，在[VCC]端口處輸入一路PWM波，在對應的另外半橋輸入互補的另外一路PWM波。

在H橋中，橋臂上的4個場效應管（Q4，Q5，Q14，Q15）相當于4個開關。P型管在柵極為底電平時導通，高電平時關閉；N型管在柵極為高電平時導通，低電平時關閉。由于場效應管是電壓控制型元件柵極通過的電流幾乎為零，即高電平時Q5，Q14導通，低電平時Q4，Q15導通，從而將信號兩次放大。

4 結 語

本文用兩路不同偏置的三角波信號分別與正弦信號比較產生兩路互補的PWM波，輸入給全橋D類功放H橋模塊中的IR2110芯片，利用占空比的變化控制功率開關管的導通與截止，實現功率放大。另外PWM技術的使用提高了其動態響應的速度和負載能力，實現了輸出頻率的可調性。

參考文獻

[1] 劉宏亮.大功率超聲波發生電路的研究[J].科技致富向導，2012（20）：186?188.

[2] 裴玖玲.大功率超聲波電源主電路的改進[J].管道技術與設備，2008（2）：51?52.

[3] 白林景，邵光存.高效率音頻功率放大器的研制[J].濟寧學院學報，2008，29（3）：27?28.

[4] 黃健.高效率音頻（D類）功率放大器的設計[J].信息系統工程，2009（8）：45?48.

[5] 任杰.基于IR2110芯片大功率超聲電源的改進[D].太原：太原理工大學，2011.

[6] 康華光.電子技術基礎數字部分[M].北京：高等教育出版社，2005.

[7] 毛興武.D類功率放大器及其第三代調制技術[J].電子元器件應用，2004（7）：30?33.

[8] 王妍，劉帥威，金麗潔.基于D類放大的高效率音頻功率放大器設計[J].電子設計工程，2011，19（11）：152?155.

[9] 梁校勇.大功率頻率自動跟蹤超聲電源的研制[D].廣州：廣東工業大學，2009.

2.2 三角波產生電路

三角波產生電路如圖4所示，采用555芯片構成三角波產生電路，對電容[C1]的線性充放電獲得三角波。利用Q1，Q2和[R2]構成恒流源對[C1]實現線性充電，利用 Q3，Q4和[R3]構成的恒流源實現對[C1]的放電。電容[C1] 上的三角波經U2同相跟隨器輸出。電路中電容[C1]一般選用漏電流很低的聚苯乙烯電容[6]。

電路工作原理如下：接通電源瞬間，555芯片的Q腳輸出高電平，二極管D3截止，D4導通，從而D2也截止，D1導通，電源[VCC]通過[Q1，][Q2，][R2，]D1對電容[C1]恒流充電；當[C1]上電壓達到[23VCC]時，555芯片的輸出發生翻轉，即Q腳輸出低電平，D3導通，D4截止，從而D1也截止，D2導通，電容[C1]通過D2，[Q3，][Q4，][R3]恒流放電，直到[C1]電壓等于[13VCC，]電容又開始充電。如此循環，則[C1]上可以得到線性度良好的三角波，輸出加一級電壓跟隨器，以提高帶負載能力。

2.3 PWM波產生

PWM波產生電路如圖5所示。

整個電路分為兩部分，前半部分電路用于產生一定頻率和偏置的三角波；后半部分電路首先把前半部分產生的三角波信號變為不同偏置的兩路三角波信號，然后分別與P端口處輸入的正弦波信號進行比較調制，得到滿足以上要求的兩路PWM波。

設三角波的頻率為[ft，]周期為[Tt；]正弦波的頻率為[fs，]周期為[Ts。]正弦波在一個周期[Ts]內，分別與頻率為[ft、]偏置電壓不同的兩路三角波進行比較調制，即兩路三角波分別調制正弦波的正半周部分和負半周部分。當正弦波與高偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[Ts2]內是矩形脈沖波形，在后[Ts2]內是高電平；與低偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[Ts2]內是高電平，在后[Ts2]內是矩形脈沖。這樣采用H橋型驅動電路，則功率開關器件的開關頻率就降低為[ft2。]開關頻率減少了一半，能夠減少開關損耗，提高功率放大器的效率。

經過實際比較各種運放，發現NE5532單電源供電時的效果比其他運放效果要好，因此運算放大器芯片選用NE5532。電位器[RV1，][RV2，][RV3]的選取，雖然只起到分壓的作用，但要選的合適，不能太大也不能太小，經調試，取10 kΩ的數量級比較合適。電容[C1]在電路中起積分的作用，因此電容的型號選取決定了三角波的波形的質量，最好選用聚炳乙烯電容。U3為反相器，使B點和C點輸出的波形相位相反。比較器U4，U5選用雙比較器芯片LM393，其正常工作電壓可以低到2 V，且功耗小，驅動能力強。

根據仿真結果可以看出，當正弦波與高偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[T2]內是矩形脈沖波形，在后[T2]內是高電平；當正弦波與低偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[T2]內是高電平，在后[T2]內是矩形脈沖，且兩路PWM波完全互補。

3 功放電路

采用H型橋式的D類放大器可以實現平衡輸出，易于改善放大器的輸出特性，并可減少干擾[7?9]。如圖8是基于IR2110芯片設計的半橋功放電路，在[VCC]端口處輸入一路PWM波，在對應的另外半橋輸入互補的另外一路PWM波。

在H橋中，橋臂上的4個場效應管（Q4，Q5，Q14，Q15）相當于4個開關。P型管在柵極為底電平時導通，高電平時關閉；N型管在柵極為高電平時導通，低電平時關閉。由于場效應管是電壓控制型元件柵極通過的電流幾乎為零，即高電平時Q5，Q14導通，低電平時Q4，Q15導通，從而將信號兩次放大。

4 結 語

本文用兩路不同偏置的三角波信號分別與正弦信號比較產生兩路互補的PWM波，輸入給全橋D類功放H橋模塊中的IR2110芯片，利用占空比的變化控制功率開關管的導通與截止，實現功率放大。另外PWM技術的使用提高了其動態響應的速度和負載能力，實現了輸出頻率的可調性。

參考文獻

[1] 劉宏亮.大功率超聲波發生電路的研究[J].科技致富向導，2012（20）：186?188.

[2] 裴玖玲.大功率超聲波電源主電路的改進[J].管道技術與設備，2008（2）：51?52.

[3] 白林景，邵光存.高效率音頻功率放大器的研制[J].濟寧學院學報，2008，29（3）：27?28.

[4] 黃健.高效率音頻（D類）功率放大器的設計[J].信息系統工程，2009（8）：45?48.

[5] 任杰.基于IR2110芯片大功率超聲電源的改進[D].太原：太原理工大學，2011.

[6] 康華光.電子技術基礎數字部分[M].北京：高等教育出版社，2005.

[7] 毛興武.D類功率放大器及其第三代調制技術[J].電子元器件應用，2004（7）：30?33.

[8] 王妍，劉帥威，金麗潔.基于D類放大的高效率音頻功率放大器設計[J].電子設計工程，2011，19（11）：152?155.

[9] 梁校勇.大功率頻率自動跟蹤超聲電源的研制[D].廣州：廣東工業大學，2009.

2.2 三角波產生電路

三角波產生電路如圖4所示，采用555芯片構成三角波產生電路，對電容[C1]的線性充放電獲得三角波。利用Q1，Q2和[R2]構成恒流源對[C1]實現線性充電，利用 Q3，Q4和[R3]構成的恒流源實現對[C1]的放電。電容[C1] 上的三角波經U2同相跟隨器輸出。電路中電容[C1]一般選用漏電流很低的聚苯乙烯電容[6]。

電路工作原理如下：接通電源瞬間，555芯片的Q腳輸出高電平，二極管D3截止，D4導通，從而D2也截止，D1導通，電源[VCC]通過[Q1，][Q2，][R2，]D1對電容[C1]恒流充電；當[C1]上電壓達到[23VCC]時，555芯片的輸出發生翻轉，即Q腳輸出低電平，D3導通，D4截止，從而D1也截止，D2導通，電容[C1]通過D2，[Q3，][Q4，][R3]恒流放電，直到[C1]電壓等于[13VCC，]電容又開始充電。如此循環，則[C1]上可以得到線性度良好的三角波，輸出加一級電壓跟隨器，以提高帶負載能力。

2.3 PWM波產生

PWM波產生電路如圖5所示。

整個電路分為兩部分，前半部分電路用于產生一定頻率和偏置的三角波；后半部分電路首先把前半部分產生的三角波信號變為不同偏置的兩路三角波信號，然后分別與P端口處輸入的正弦波信號進行比較調制，得到滿足以上要求的兩路PWM波。

設三角波的頻率為[ft，]周期為[Tt；]正弦波的頻率為[fs，]周期為[Ts。]正弦波在一個周期[Ts]內，分別與頻率為[ft、]偏置電壓不同的兩路三角波進行比較調制，即兩路三角波分別調制正弦波的正半周部分和負半周部分。當正弦波與高偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[Ts2]內是矩形脈沖波形，在后[Ts2]內是高電平；與低偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[Ts2]內是高電平，在后[Ts2]內是矩形脈沖。這樣采用H橋型驅動電路，則功率開關器件的開關頻率就降低為[ft2。]開關頻率減少了一半，能夠減少開關損耗，提高功率放大器的效率。

經過實際比較各種運放，發現NE5532單電源供電時的效果比其他運放效果要好，因此運算放大器芯片選用NE5532。電位器[RV1，][RV2，][RV3]的選取，雖然只起到分壓的作用，但要選的合適，不能太大也不能太小，經調試，取10 kΩ的數量級比較合適。電容[C1]在電路中起積分的作用，因此電容的型號選取決定了三角波的波形的質量，最好選用聚炳乙烯電容。U3為反相器，使B點和C點輸出的波形相位相反。比較器U4，U5選用雙比較器芯片LM393，其正常工作電壓可以低到2 V，且功耗小，驅動能力強。

根據仿真結果可以看出，當正弦波與高偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[T2]內是矩形脈沖波形，在后[T2]內是高電平；當正弦波與低偏置的三角波調制時，得到的調制波在前[T2]內是高電平，在后[T2]內是矩形脈沖，且兩路PWM波完全互補。

3 功放電路

采用H型橋式的D類放大器可以實現平衡輸出，易于改善放大器的輸出特性，并可減少干擾[7?9]。如圖8是基于IR2110芯片設計的半橋功放電路，在[VCC]端口處輸入一路PWM波，在對應的另外半橋輸入互補的另外一路PWM波。

在H橋中，橋臂上的4個場效應管（Q4，Q5，Q14，Q15）相當于4個開關。P型管在柵極為底電平時導通，高電平時關閉；N型管在柵極為高電平時導通，低電平時關閉。由于場效應管是電壓控制型元件柵極通過的電流幾乎為零，即高電平時Q5，Q14導通，低電平時Q4，Q15導通，從而將信號兩次放大。

4 結 語

本文用兩路不同偏置的三角波信號分別與正弦信號比較產生兩路互補的PWM波，輸入給全橋D類功放H橋模塊中的IR2110芯片，利用占空比的變化控制功率開關管的導通與截止，實現功率放大。另外PWM技術的使用提高了其動態響應的速度和負載能力，實現了輸出頻率的可調性。

參考文獻

[1] 劉宏亮.大功率超聲波發生電路的研究[J].科技致富向導，2012（20）：186?188.

[2] 裴玖玲.大功率超聲波電源主電路的改進[J].管道技術與設備，2008（2）：51?52.

[3] 白林景，邵光存.高效率音頻功率放大器的研制[J].濟寧學院學報，2008，29（3）：27?28.

[4] 黃健.高效率音頻（D類）功率放大器的設計[J].信息系統工程，2009（8）：45?48.

[5] 任杰.基于IR2110芯片大功率超聲電源的改進[D].太原：太原理工大學，2011.

[6] 康華光.電子技術基礎數字部分[M].北京：高等教育出版社，2005.

[7] 毛興武.D類功率放大器及其第三代調制技術[J].電子元器件應用，2004（7）：30?33.

[8] 王妍，劉帥威，金麗潔.基于D類放大的高效率音頻功率放大器設計[J].電子設計工程，2011，19（11）：152?155.

[9] 梁校勇.大功率頻率自動跟蹤超聲電源的研制[D].廣州：廣東工業大學，2009.