具有大范圍升-降壓功能的新型單級逆變電路

丁新平 張承慧 薛必翠 張 民

（1.青島理工大學自動化工程學院 青島 266520 2.山東大學控制科學與工程學院 濟南 250061 3.濟南大學自動化與電氣工程學院 濟南 250022）

1 引言

電壓源逆變器和電流源逆變器廣泛應用于工業生產中，比如交流調速系統、不間斷電源、分布式能源系統以及混合動力車等。傳統電壓源逆變器和電流源逆變器有其固有的弊端。電壓源逆變器屬于降壓型（Buck）變換器，直通（shoot-through）能夠損壞逆變器樣機。電流源逆變器交流輸出電壓不能低于直流側電壓，屬于升壓型（Boost）變換器，電流源的特性使得系統不能承受開路的影響。在實際應用中，為了達到輸出電壓的任意可調，在直流側級聯了DC-DC 斬波電路構成兩級電路，而兩級電路使系統復雜、成本高且效率下降明顯[1,2]。

Z-源逆變器（ZSI）[2]和準Z-源逆變器（qZSI）[3]以其獨特的性能得到業界廣泛的關注，該類變換器具有兩個特別明顯的優點：①單級電路實現了升-降壓功能；②獨特的阻抗源使得直通（或開路）成為其工作模式，避免了直通（開路）造成的危害，增加了系統的安全性。文獻[4-8]論述了Z-源逆變器及其延伸拓撲等單級逆變電路的主要應用領域和控制實現，文獻[9,10]研究了如何減小直通占空比和調制因子之間的限制以提高直流電壓利用率和降低直流鏈電壓應力。Z-源逆變器和準Z-源逆變器存在的主要問題是直通占空比Dsh和逆變器調制因子M相互制約使得升壓比B較小，且整個單級電路的電壓增益G和逆變器調制因子M成反比，即隨著調制因子M的減小，電壓增益G反而增大。

文獻[11-14]實現了單級逆變電路在較小的直通占空比Dsh時得到較大的升壓因子B。引入了開關電感或耦合電感以增大升壓比B，得到了滿意的效果，在較大的調制因子M控制下，得到較高的升壓比B。但是添加的大容量電感和大功率快恢復二極管增加了系統的復雜性和系統成本，樣機重量和體積明顯增加，單位功率密度下降。

工業應用中，對系統功率密度的要求較高，高頻小容量電感的應用是減小體積和重量、提高單位功率密度的有效手段。但在小容量電感的情況下，上述單級逆變電路存在文獻[20]所述的直流鏈電壓非正常跌落現象，嚴重影響逆變器的輸出電壓性能，所以，直流鏈大容量電感成為制約該類單級逆變器提高單位功率密度的一個瓶頸。綜上，單級電路有待完善的地方主要有三點：①在保證較高的逆變器調制因子M的前提下，最大程度提高升壓比B；②使逆變器調制因子M的調制趨勢和傳統電壓源逆變器調制因子調節趨勢相同；③提高單級電路單位功率密度，減小電感容量和體積。

本文提出一種具有大范圍升降壓功能的新型單級逆變電路（HVRSSI），和上述典型單級逆變電路一樣，該逆變器能夠通過直通占空比的控制實現直流鏈電壓最大值VPN的調壓功能，獨特的阻抗源網絡避免了直通對逆變器的損壞，增加了系統安全性。較之上述單級逆變電路，新型單級逆變器具有以下優點：①在很小的直通占空比Dsh下擁有很大的升壓比B，調制因子M大幅度提高，增加了直流電壓利用率并降低有源元件的電壓應力；②克服了輕載/小電感時，電感電流斷續造成的直流鏈電壓不規則跌落給系統造成的影響，可以設計較小容量的直流鏈電感，增加樣機的單位功率密度；③逆變器電壓增益G和調制因子M成正比，增強了系統的調節能力；④直流鏈阻抗網絡參數選擇相對靈活，流過電感L2的電流較小，使得電感L2體積和重量可以設計較小。具有大范圍升降壓功能的新型單級逆變電路適用于輸入電壓變化范圍較大、輸出交流電壓可調的場合，如光伏并網系統，風力發電并網系統，燃料電池供電用電力機車或混合動力系統。

2 單級升-降壓逆變電路拓撲概述

圖1 典型升降壓單級逆變電路Fig.1 Traditional single-stage inverter with Buck-Boost ability

圖1 列舉了極具代表性的部分具有升-降壓功能的單級逆變電路，其中圖1a 為Z-源逆變器電路[1]，由兩兩相等的電感L1、L2和電容C1、C2組成直流鏈獨特的阻抗網絡，通過直通（shoot-through）工作狀態實現直流鏈電壓VPN的升壓功能，在非直通階段，工作模式和傳統電壓源逆變器完全相同。該電路輸入電流不連續；阻抗網絡參數選擇受限制；電感電流的斷續能夠造成直流鏈電壓在非直通狀態時的不規則跌落；直流鏈電壓升壓比B較小。圖1b所示的準Z-源逆變器電路克服了Z-源逆變器的部分缺陷[3]，并展現出一些優點：輸入電流連續、電流環控制方便。減少了電容C2的電壓應力。但直流鏈電壓升壓比B較小，且不能克服電感電流斷續帶來的影響。Z-源逆變器和準Z-源逆變器直流鏈電壓升壓比可以表示為

開關電感Z-源逆變器和開關電感準Z-源逆變器分別利用開關電感代替了傳統電感以得到相同占空比時更大的升壓功能[11,13]。這兩種逆變器能夠在較小的直通占空比Dsh時得到較大的直流鏈升壓比B，提高了直流電壓利用率。兩種逆變電路直流鏈電壓升壓比分別表示為

開關電感的引入提高了直流鏈電壓升壓比，但數量眾多的電感和快恢復二極管增加了系統的體積、重量和費用。其他一些單級逆變電路都不同程度地存在上述缺陷[12,14]。

在最大占空比控制策略下[15]，三種單級逆變電路電壓增益G分別為

3 具有大范圍升-降壓功能的新型單級逆變器

圖2 所示為本文提出的具有大范圍升降壓功能的新型單級逆變電路（HVRSSI），直流鏈阻抗網絡由兩個電感和兩個電容構成，開關管S7和后級逆變器直通信號以互補的方式工作。兩個電感在不同時期的充放電實現了直流鏈電壓VPN的升壓功能。

圖2 新型高升壓增益單級逆變電路Fig.2 Proposed high voltage gain single-stage inverter

3.1 HVRSSI 電路工作原理

和傳統單級電路相似，HVRSSI 電路工作模式分為直通模式和非直通模式。

（1）直通模式（S7關斷）。直通模式如圖 3a所示。開關管S7關斷后，電感L1和L2的電流通過逆變器反并二極管續流，構成了直通狀態。此時，回路Vg-L1-C1-C2-L2和回路L1-C1-逆變橋反并二極管同時導通。電感兩端電壓滿足關系式

圖3 新型高升壓增益單級逆變電路工作模式Fig.3 Operating modes of proposed single-stage inverter

（2）非直通模式（S7導通）。后級逆變器部分和傳統電壓源逆變器工作沒有區別，在直流鏈部分由于開關S7的引入而構成升壓電路，具體有三個回路導通。分別是Vg-L1-S7，S7-C1-C2-L2以及L1-逆變器電路-C1。電感兩端電壓滿足關系式

穩態時，依據電感的伏秒平衡法則，由式（4）和式（5）可以得到

式中，Vg為電源電壓；Dsh為逆變器直通占空比，1-Dsh為有源器件S7導通占空比；VPN為直流鏈電壓最大值；VC1、VC2為電容C1、C2電壓；vL1-sh、vL1-nonsh為電感L1直通和非直通時的電壓；vL2-sh、vL2-nonsh為電感L2直通和非直通時的電壓。

由式（7）可以看出，新型單級逆變電路在占空比很小的情況下能夠得到很高的直流鏈電壓升壓比。更直觀的表述如圖4 所示，分別繪出了Z-源逆變器（ZSI）、開關電感Z-源逆變器（SL-ZSI）、開關電感準Z-源逆變器（SL-qZSI）以及新型單級逆變電路（HVRSSI）的直流鏈電壓升壓因子B隨直通占空比Dsh的變化曲線。其他三種單級逆變電路直流鏈電壓升壓比隨直通占空比Dsh的增大而增加，其高升壓因子出現在占空比Dsh較大的區間，此時調制因子M較小，限制了逆變器調制因子的調節范圍。相反，本文所述新型單級逆變器升壓比B隨直通占空比Dsh的增大而下降，在直通占空比較小時擁有很高的升壓比，非常適合調制因子M的控制，實現逆變器的性能優化。

圖4 幾種典型單級逆變電路升壓因子B 與直通占空比的關系Fig.4 Relationship between boost factor B and shootthrough duty cycle Dshin the typical single-stage inverters

在最大升壓控制策略時[15]，單級可升壓逆變電路電壓增益為

圖5 為單級電路電壓增益G隨逆變器調制因子M的變化曲線。其他單級電路電壓增益G和逆變器調制因子M成反比，升壓功能完全靠直流鏈升壓實現，此過程中逆變器調制因子M起反方向調節的作用，見式（3）。而HVRSSI 電路電壓增益G和逆變器調制因子M成正比，直流鏈電壓調節和逆變器電壓調節實現了完美的統一。

圖5 幾種典型單級逆變電路電壓增益和調制因子M 的關系Fig.5 Voltage gain versus modulation in the single-stage inverters

3.2 HVRSSI 周期工作過程

電路進入穩態后，周期性工作。圖6 繪出流經電感的電流和電感兩端電壓波形。電流及電壓的參考方向如圖3和圖7 所示。工作過程分為連續模式（電感L1電流不反向）和輕載/小電感模式（電感L1電流反向）兩種。

圖6 流過電感的電流和電感兩端的電壓Fig.6 The voltage across the inductors and inductor currents

連續模式時，按照導通和電感L2電流變化情況共分為四種狀態，直通時電感L2電流換向對應兩種狀態，非直通時電感L2電流換向對應兩種工作過程，具體周期工作過程敘述如下。

圖7 新型高升壓增益逆變電路具體工作狀態Fig.7 The detail operating states of the proposed inverter

時段1（t0～t1）（對應圖7a）。電感L1和L2承受反向電壓，電流以固定斜率di/dt=vL/L變化。電感的能量經過逆變器反并二極管續流，流經電感L1的電流在負壓的作用下線性下降，在該時段釋放能量；電感L2在反向電壓的作用下，流經其上的電流從上個周期末端的負最大值開始線性上升，電感釋放能量，到本時段末，流經電感L2的電流下降為0。

時段2（t1～t2）（對應圖7b）。該時段，電感的能量經過逆變器反并二極管續流，屬于直通狀態，與上一時段的區別是電感L2電流反向，并在恒定負壓的作用下繼續反方向線性上升，到t2時刻，電感L2電流達到正向最大值，儲能結束。

時段3（t2～t3）（對應圖7c 或圖7e），S7導通，直通結束。該時段和下一個時段，電感L1和L2承受正向電壓，電流以固定斜率di/dt=vL/L變化。電感L1承受正向電壓，流過正向電流，儲存能量，直到下一時段末的t4時刻儲能結束。電感L2承受正向電壓，電流線性下降，釋放能量，到本時段末的t3時刻，流過L2的電流下降到0，能量釋放完畢。

時段4（t3～t4）（對應圖7d、圖7f），S7導通，該時段工作情況和上一時段基本相同，唯一不同的是流經電感L2的電流反向以相同的斜率繼續下降，儲能開始，到本時段末的t4時刻，儲能達到最大值。t4時刻后，新的開關周期開始，循環工作。

輕載/小電感模式時一個周期的工作過程如圖8和圖9 所示。和連續模式相比較，輕載/小電感過程增加了不同模式下電感L1電流反向流動工作狀態，直通模式時增加了圖 9d，非直通模式時增加了圖9e～圖9g。

圖8 輕載/小電感時流過電感的電流和電感兩端的電壓Fig.8 The voltage across the inductors and inductor currents with light-load/small inductors

圖9 新型逆變電路輕載/小電感時工作狀態Fig.9 The detail operating states of the proposed inverter with light-load/small inductors

由于開關器件的雙向流動性，使得該高升壓比單級逆變電路無論連續還是輕載/小電感都不存在電流斷續情況（DCM），相應地沒有直流鏈最大電壓值的不規則跌落。從電壓的角度考慮，連續模式和輕載/小電感模式下只有兩種工作模式，即直通模式和非直通模式。輸入-輸出的電壓關系也只跟直通占空比有關，而和電感量、負載等沒有太大的關系。因此，可以選擇小容量電感以增加系統的單位功率密度，使電路設計和控制相對簡單。

3.3 HVRSSI 主電路參數選擇

樣機設計為1 000W，輸入電壓80V，輸出電壓AC208V，負載為50～200Ω，Dsh=0.18。電感容量選擇主要跟流經電感的電流有關，流過電感L1平均電流為

系統開關頻率設定為fs=20kHz，直通時導通時間為

在直通狀態下，電感L1放電，電感電流線性下降。設電感電流紋波rc%為20%，可計算出需要的電感值為

直通時，選擇電感L2的電流變化量ΔI和電感L1的變化量相同。因為此時段電感兩端電壓vL2=VC1-VC2=Vg，故而

電容C1和C2用來吸收高頻電流分量，以輸出穩定的直流電壓，設電容電壓紋波rv%為0.1%，可計算出電容值為

4 仿真和實驗研究

為了驗證所提理論的正確性和可行性，通過仿真軟件和實驗室樣機對所提理論進行了驗證。仿真和實驗采用圖2 所示電路，考慮余量后參數如下：L1=600μH，L2=600μH，C1=470μF，C2=470μF；開關頻率fs=20kHz。

圖10 為仿真波形。其中圖10a 為直通占空比Dsh=0.18，調制因子M=0.8 時的輸入電壓和逆變器輸出相電壓波形，可以看出在輸入為80V 時，能夠輸出交流169V 的相電壓，即能夠得到線電壓有效值208V。電壓轉換增益為G=169×2/80=4.22，直流鏈電壓VPN升壓比B=1/Dsh=5.56。圖10b 所示為電感電流、直流鏈電壓VPN和輸出電壓的波形，很好地驗證直流鏈電壓升壓比，從輸入電壓的Vg=80V升到VPN=440V，和理論計算非常吻合。圖10c 所示為時間軸放大（0.1ms/格）后電路的周期工作情況。在非直通時候，電感L1儲能，直通后電感釋放能量，電流線性下降，與本文論述工作狀態吻合。

圖10 仿真波形Fig.10 Simulation results

在實驗室構建了1kW 樣機進行實驗驗證。實驗波形如圖11 所示。實驗環境和仿真基本一致，唯一不同的是實際電路的寄生參數給電路帶來的 EMI影響較大。由圖11a和圖11b 可以看出，隨著直通占空比的減小（Dsh=0.25→Dsh=0.18），輸出交流相電壓幅值在增大（Vla=130→Vla=170），驗證了具有大范圍升降壓功能的新型單級逆變電路電壓增益G和直通占空比Dsh成反比的理論分析之正確性。通過圖11c和圖11d 進一步驗證了升壓電路和周期工作過程的正確性，其結果和仿真以及理論分析非常一致。

圖11 實驗波形Fig.11 Experimental results

5 結論

本文提出一種具有大范圍升降壓功能的新型單級逆變電路，該逆變電路能夠實現在較大調制因子M時（較小的直通占空比Dsh）交流輸出電壓的大范圍可調功能，同時增加了系統安全性。適合應用于光伏并網、燃料電池以及風能發電等分布式能源發電系統，實現高效率能量轉換。主要優點有：

（1）系統結構簡單，功率密度高。該電路元器件數目與Z 源逆變器和準Z 源逆變器相同，沒有增加額外的大功率元件。

（2）電壓增益高。新型逆變電路在逆變器調制因子較大時實現交流輸出電壓的寬范圍可調，得到較高的電壓增益。更大的調制因子有利于輸出電壓紋波的改善以及有源元件電壓應力的減小。

（3）電壓增益G的調節趨勢和傳統電壓源逆變器一致，都是隨著M的增大而增大，優化了系統的調節速度和效率。

（4）安全性高，電容電壓應力小。較之兩級電路和電壓源逆變電路，直流側儲能電容電壓應力明顯下降，同時獨特的LC 結構增加了系統的安全性能。

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