一種零電壓轉(zhuǎn)換雙升壓有源功率因數(shù)校正變換器

胡 瑋 康 勇 周小寧 王學(xué)華

（1.華中科技大學(xué) 強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 武漢 430074 2.武漢全華光電科技有限公司 武漢 430070）

1 引言

無(wú)橋升壓功率因數(shù)校正（Boost Power Factor Correction,Boost PFC）變換器相較普通Boost PFC變換器可通過(guò)減少整流二極管數(shù)量來(lái)降低了導(dǎo)通損耗，提高了變換器效率，近年來(lái)得到越來(lái)越多的研究[1-3]。但普通無(wú)橋Boost PFC 變換器由于升壓電感的位置在交流測(cè)，高頻工作狀態(tài)下線間寄生電容使得變換器的共模噪聲急劇變大[4-6]，產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）。一般情況下，大功率無(wú)橋Boost PFC 變換器須配備多級(jí)EMI 濾波器，導(dǎo)致其功率密度大幅度下降，限制了其在工業(yè)領(lǐng)域的推廣使用。針對(duì)上述問(wèn)題，文獻(xiàn)[7-9]提出了一種含回路二極管的雙升壓有源功率因數(shù)校正（Dual Boost Power Factor Correction,DBPFC）變換器拓?fù)洌娐吩黾恿藘蓚€(gè)回路二極管VDa和VDb（慢恢復(fù)二極管）與輸入電壓vin建立聯(lián)系，在輸入電壓（頻率為工頻）正負(fù)半周期交替開(kāi)通，大幅降低了變換器的共模干擾。

無(wú)橋 Boost PFC 變換器拓?fù)鋬H降低了導(dǎo)通損耗，對(duì)于降低開(kāi)關(guān)損耗，目前的研究主要集中在軟開(kāi)關(guān)技術(shù)上。在無(wú)源軟開(kāi)關(guān)技術(shù)研究方面，文獻(xiàn)[10]提出了一種無(wú)橋軟開(kāi)關(guān) Boost PFC 變換器拓?fù)洌瑑蓪?duì)諧振電感和電容在主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)刻諧振，實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管的零電流開(kāi)通和升壓二極管的自然關(guān)斷；文獻(xiàn)[11]提出了另一種無(wú)橋軟開(kāi)關(guān) Boost PFC 變換器拓?fù)洌ㄟ^(guò)采用耦合電感，實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管的零電流開(kāi)通、零電壓關(guān)斷和升壓二極管的自然關(guān)斷。無(wú)源軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的主要局限在于由于沒(méi)有輔助開(kāi)關(guān)管控制，諧振電感和電容在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期均工作，額外損耗大，使得整體效率提升均不顯著。同時(shí)，在其工作頻率范圍內(nèi)，電壓、電流應(yīng)力會(huì)受到諧振器件參數(shù)的約束。在有源軟開(kāi)關(guān)技術(shù)研究方面，目前零電壓轉(zhuǎn)換（Zero-Voltage Transition,ZVT）技術(shù)被認(rèn)為是最優(yōu)選的方案，因?yàn)樗蓪?shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)關(guān)（Zero-Voltage Switching,ZVS）和升壓二極管的自然開(kāi)關(guān)，并且不增加各開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[12-14]提出了一種ZVT Boost PFC變換器拓?fù)洌蓪?shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的ZVS和升壓二極管的自然開(kāi)關(guān)，但該拓?fù)涞妮o助開(kāi)關(guān)管是硬關(guān)斷，使得變換器整體效率提升不理想；文獻(xiàn)[15]提出了一種適用于無(wú)橋Boost PFC 主電路的ZVT Boost PFC變換器拓?fù)洌晃墨I(xiàn)[16-18]通過(guò)在文獻(xiàn)[12]的變換器拓?fù)渖显黾右恍╋柡碗姼谢蝰詈想姼衼?lái)改善輔助開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷特性，降低變換器的EMI，但這一系列拓?fù)渚黾恿讼到y(tǒng)的成本和復(fù)雜性；文獻(xiàn)[19-21]在文獻(xiàn)[12]的變換器拓?fù)渖显黾恿艘粋€(gè)諧振電容，即實(shí)現(xiàn)了輔助開(kāi)關(guān)管的零電壓關(guān)斷，改善了關(guān)斷特性，提高了效率。

綜合以上文獻(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，本文研究了一種 ZVT DBPFC 變換器，該變換器可以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的ZVS和升壓二極管的自然開(kāi)關(guān)，與此同時(shí)實(shí)現(xiàn)輔助開(kāi)關(guān)管的零電流開(kāi)通和零電壓關(guān)斷，大幅減少了開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)損耗和升壓二極管反相恢復(fù)損耗，提高了系統(tǒng)效率，同時(shí)并未增大各開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力。本文對(duì)該變換器拓?fù)湓谝粋€(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的工作模態(tài)進(jìn)行理論分析，詳細(xì)討論了軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件和控制策略并給出了主要仿真波形。最終完成了一臺(tái)開(kāi)關(guān)頻率100kHz，輸出功率600W 的平均電流控制方式的原理樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

2 工作原理

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

本文提出的ZVT DBPFC 變換器由含回路二極管的DBPFC 變換器和有源輔助諧振支路組成。其中含回路二極管的DBPFC 變換器是主電路，升壓電感L1、L2，升壓二極管VD1，主開(kāi)關(guān)管S1、S2與回路二極管VDb構(gòu)成輸入電壓vin工頻正半周期的主電路拓?fù)洌簧龎弘姼蠰2、L1，升壓二極管VD2，主開(kāi)關(guān)管S2、S1與回路二極管VDa構(gòu)成輸入電壓vin工頻負(fù)半周期的主電路拓?fù)洹ＶC振電感Lr，輔助開(kāi)關(guān)管Sr，諧振電容Cr，連通二極管VD3、VD4、VD5和VD6與主開(kāi)關(guān)管并聯(lián)諧振電容CS1、CS2構(gòu)成有源輔助諧振支路。C0為輸出濾波電容，R0為等效負(fù)載電阻。ZVT DBPFC 變換器本質(zhì)是兩路相同拓?fù)涞膯喂蹷oost PFC 變換器和有源輔助諧振支路在輸入電壓正負(fù)半周期分別工作。其變換器拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 ZVT DBPFC 變換器拓?fù)銯ig.1 The topology of the ZVT DBPFC converter

2.2 工作模態(tài)分析

為方便分析，不考慮各開(kāi)關(guān)管和二極管開(kāi)通時(shí)間、導(dǎo)通壓降等問(wèn)題，也不考慮輔助開(kāi)關(guān)管的寄生二極管和寄生電容對(duì)變換器工作模態(tài)的影響。由于S1和S2在輸入電壓vin正、負(fù)半周期交替工作，工作過(guò)程是完全對(duì)稱(chēng)的，故僅分析vin正半周期輸入時(shí)變換器的工作模態(tài)，此時(shí)，電感電流iL1（即輸入電流）的返回路徑是流經(jīng)通路二極管VDb和不工作的主開(kāi)關(guān)管S2的體二極管VDS2。在任一開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，升壓電感L1可以作為一個(gè)恒定的電流源IL1，輸出電容C0可以作為一個(gè)恒定的電壓源V0。ZVT DBPFC 變換器關(guān)鍵波形如圖2 所示。波形從上到下依次為S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg1；Sr的驅(qū)動(dòng)信號(hào)vgr；Lr的電流iLr；S1的漏-源電壓vS1和電流iS1；VD1的電壓vVD1和電流iVD1；Sr的漏-源電壓vSr和電流iSr；Cr的電壓vCr；VD6的電流iVD6。

具體工作模態(tài)分析如圖3 所示[22,23]。

模態(tài)1[t7～t0]：在t0時(shí)刻之前，有源輔助諧振支路未工作，主開(kāi)關(guān)管S1、輔助開(kāi)關(guān)管Sr均關(guān)斷。由于升壓電感L1的存在，IL1可以認(rèn)為大小不變，在此模態(tài)下，iVD1=IL1，vS1=V0。

圖2 ZVT DBPFC 變換器關(guān)鍵波形Fig.2 Key waveforms of the ZVT DBPFC converter

模態(tài)2[t0～t1]：在t0時(shí)刻開(kāi)始模態(tài)2，此時(shí)Sr導(dǎo)通，由于諧振電感Lr的存在，Sr的電流不能突變，Sr是零電流開(kāi)通的，VD3自然開(kāi)通。在此模態(tài)下，隨著iLr的不斷增加，iVD1不斷減小，直到iLr達(dá)到IL1，升壓二極管VD1自然關(guān)斷。有方程

圖3 ZVT DBPFC 變換器模態(tài)分析Fig.3 Operating modes of the ZVT DBPFC converter

約束條件為

此模態(tài)持續(xù)時(shí)間為

模態(tài)3[t1～t2)：在t1時(shí)刻開(kāi)始模態(tài)3，此時(shí)iVD1=0，VD1自然關(guān)斷，而S1尚未開(kāi)通，vVD1仍為零，VD1反向恢復(fù)損耗接近為零。在此模態(tài)下，vS1(t1)=V0，Lr與S1兩端的并聯(lián)電容CS1開(kāi)始諧振，CS1開(kāi)始放電，iLr繼續(xù)增大。有方程

約束條件為

可解得

式中

此模態(tài)持續(xù)時(shí)間為

模態(tài)4[t2～t3]：在t2時(shí)刻開(kāi)始模態(tài)4，此時(shí)vS1=0，iLr達(dá)到此開(kāi)關(guān)周期電流最大值ILr=IL1+V0/Z1，S1的體內(nèi)反并二極管VDS1開(kāi)通，維持S1的反向電流iS1。在此模態(tài)下，iLr繼流，且維持在iLr=ILr，S1達(dá)到零電壓開(kāi)通條件。

模態(tài)5[t3～t4]：在t3時(shí)刻開(kāi)始模態(tài)5，此時(shí)Sr關(guān)斷，S1零電壓開(kāi)通，開(kāi)通損耗很小；由于諧振電容Cr的存在，Sr的電壓不能突變，其關(guān)斷特性好，近似于零電壓關(guān)斷，VD3自然關(guān)斷。在此模態(tài)下，Lr與Cr開(kāi)始串聯(lián)諧振，VD5自然開(kāi)通。有方程如下：

約束條件為

可解得

其中

此模態(tài)持續(xù)時(shí)間為

Lr通過(guò)串聯(lián)諧振將其存儲(chǔ)的能量傳遞給Cr，在t4時(shí)刻，vCr達(dá)到此開(kāi)關(guān)周期的電壓最大值

如果VCr≥V0，則vCr被鉗位在V0。

模態(tài)6[t4～t5)：在t4時(shí)刻開(kāi)始模態(tài)6，此時(shí)Lr與Cr諧振結(jié)束，iLr=0，VD5自然關(guān)斷，有源輔助諧振支路不工作。在此模態(tài)下，含回路二極管的DBPFC主電路繼續(xù)工作。

模態(tài)7[t5～t6)：在t5時(shí)刻開(kāi)始模態(tài)7，此時(shí)S1關(guān)斷，由于CS1的存在，S1是零電壓關(guān)斷的，關(guān)斷損耗遠(yuǎn)小于硬關(guān)斷。在此模態(tài)下，IL1對(duì)CS1充電。有方程

約束條件為

此模態(tài)持續(xù)時(shí)間為

模態(tài) 8[t6～t7)：在t6時(shí)刻開(kāi)始模態(tài) 8，此時(shí)vS1+VCr=V0。在此模態(tài)下，CS1繼續(xù)充電，同時(shí)Cr開(kāi)始放電，VD3、VD6自然開(kāi)通。有方程

約束條件為

此模態(tài)持續(xù)時(shí)間為

到t7時(shí)刻，CS1充電結(jié)束，vS1=V0，同時(shí)Cr放電結(jié)束，vCr=0，VD3、VD6自然關(guān)斷，VD1自然開(kāi)通，電路回到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期過(guò)程。

3 電路討論

3.1 軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件

通過(guò)主開(kāi)關(guān)管與輔助開(kāi)關(guān)管的交錯(cuò)開(kāi)通，可實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管S1、S2的ZVS。以S1為例，在S1關(guān)斷時(shí)，CS1限制了S1的電壓上升率，自然實(shí)現(xiàn)了S1的零電壓關(guān)斷；而在S1開(kāi)通時(shí)，必須要將CS1上的電荷釋放到0，即vS1=0，才能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。

諧振電感Lr在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中參與兩次諧振，在主開(kāi)關(guān)管S1開(kāi)通前，Lr首先與CS1串聯(lián)諧振，將CS1上的電荷釋放到0；在輔助開(kāi)關(guān)管Sr關(guān)斷時(shí)，Lr與Cr串聯(lián)諧振，將儲(chǔ)存的能量轉(zhuǎn)移到Cr中，并最終釋放到負(fù)載中。由此得出ZVT DBPFC變換器實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的兩個(gè)約束條件，首先輔助開(kāi)關(guān)管Sr的開(kāi)通時(shí)間tSr必須保證通過(guò)諧振，CS1中存儲(chǔ)的能量完全被釋放，即

式（16）中t23時(shí)間很短，可以忽略。只有滿足此條件時(shí)，才能實(shí)現(xiàn)S1開(kāi)通時(shí)CS1存儲(chǔ)的能量已完全釋放。其次，Lr與Cr串聯(lián)諧振，將儲(chǔ)存的能量轉(zhuǎn)移到Cr中的時(shí)間要比S1的開(kāi)通時(shí)間短，保證Lr將能量完全轉(zhuǎn)移到Cr中，并在S1關(guān)斷后進(jìn)一步將Cr的能量釋放到負(fù)載中。

3.2 控制策略

ZVT DBPFC 變換器只能工作在電感電流連續(xù)模式（Continuous Current Mode,CCM），平均電流法在CCM 模式下能有效地減小跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變，故對(duì)ZVT DBPFC 變換器采用平均電流法進(jìn)行控制，控制芯片采用UC3854。通過(guò)一個(gè)由R1和C1組成的脈沖移相電路和一個(gè)若干門(mén)電路組成的邏輯控制電路產(chǎn)生電壓驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg1、vg2和vgr，其中脈沖移相電路的移相時(shí)間即為輔助開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)間tSr，即tSr=R1C1，tSr需滿足式（16）。同時(shí)邏輯控制電路使S1、S2與Sr交錯(cuò)開(kāi)通，ZVT DBPFC 變換器系統(tǒng)電路如圖4 所示。

圖4 ZVT DBPFC 系統(tǒng)電路圖Fig.4 System circuit diagram of the ZVT DBPFC

3.3 有源輔助諧振支路參數(shù)設(shè)計(jì)

ZVT DBPFC 變換器的有源輔助諧振支路參數(shù)設(shè)計(jì)主要考慮在最小電壓輸入（Vinmin=90V），額定輸出時(shí)的情況。設(shè)定η≈0.9，此時(shí)最大電感電流有效值為IL1rms=P0/(Vinminη)=7.5A，最大電感電流峰值為IL1max=10.5A。

3.3.1 諧振電感的設(shè)計(jì)

當(dāng)iL1達(dá)到電感電流峰值IL1max時(shí)，t01達(dá)到最大值。為了減少有源輔助諧振支路的導(dǎo)通損耗，本文設(shè)定其開(kāi)通時(shí)間為開(kāi)關(guān)周期TS的1/10，即

進(jìn)而得出諧振電感Lr的取值范圍

流過(guò)Lr的最大峰值電流ILrmax為

流過(guò)Lr的最大有效值電流ILrmax為

3.2.2 諧振電容的設(shè)計(jì)

諧振電容CS1作為S1的緩沖電容，使得vS1的上升率不要太快，以降低S1的關(guān)斷損耗。本文選擇在最小電壓輸入、額定輸出時(shí)，vS1從0 上升到V0的時(shí)間為S1關(guān)斷時(shí)間toff的2 倍，即

Cr同時(shí)作為S1和Sr關(guān)斷時(shí)的緩沖電容，以降低S1和Sr的關(guān)斷損耗。但S1的電流定額更大，在選擇Cr時(shí)，主要考慮S1的關(guān)斷特性，使得Cr在放電時(shí)速度不要太快。本文選擇在最小電壓輸入，額定輸出時(shí)，vCr從VCr下降到0 的時(shí)間為S1關(guān)斷時(shí)間toff的10 倍，即

3.3.3 輔助開(kāi)關(guān)管的選擇

流過(guò)輔助開(kāi)關(guān)管Sr的最大電流峰值與流過(guò)諧振電感Lr的最大電流峰值相同，均為

Sr的最大電流有效值為

Sr所承受的最大電壓為V0。

4 仿真研究

本文對(duì)ZVT DBPFC 變換器進(jìn)行了Saber 仿真研究，仿真條件為：輸入電壓220V、50Hz，輸出電壓400V，額定輸出功率600W，開(kāi)關(guān)頻率100kHz。升壓電感L1、L2取值為0.5mH，諧振電感Lr取值為8.1μH，諧振電容CS1、CS2取值為2nF，Cr取值為10nF，輸出電容C0取值為1 120μF。圖5 為主要仿真波形，其中圖5a 為S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg1，圖5b 為Sr的驅(qū)動(dòng)信號(hào)vgr，圖5c 為L(zhǎng)1的電流iL1和Lr的電流iLr，圖5d 為S1的漏-源電壓vS1，圖5e 為VD1的電壓vVD1，圖5f 為VD1的電流iVD1，圖5g 為Sr的漏-源電壓vSr，圖5h 為Sr的電流iSr，圖5i 為Cr的電壓vCr，圖5j 為Cr的電流iCr。

圖5 ZVT DBPFC 變換器仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of the ZVT DBPFC converter

圖5c 顯示Lr的工作時(shí)間只占一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的一小部分，有源輔助諧振支路的導(dǎo)通損耗非常小；iL1在一個(gè)周期內(nèi)基本維持不變，可認(rèn)為是一個(gè)恒定的電流源IL1。圖5d 顯示當(dāng)S1開(kāi)通時(shí)，有源輔助諧振支路已使vS1下降到零，并且VDS1已開(kāi)通，因此S1是零電壓開(kāi)通的；而當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，CS1限制了vS1的上升率，電壓緩慢上升，因此S1是零電壓關(guān)斷的。圖5e 顯示當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，CS1限制了vVD1的下降率，其電壓緩慢降低到零，因此VD1是自然開(kāi)通的。圖5f 顯示當(dāng)S1開(kāi)通時(shí)，iVD1已下降為零，因此VD1不存在反向恢復(fù)損耗，是自然關(guān)斷的。圖5g 顯示當(dāng)Sr關(guān)斷時(shí)，Cr限制了vSr的上升率，電壓緩慢上升，因此Sr是零電壓關(guān)斷的。圖5h 顯示當(dāng)Sr開(kāi)通時(shí)，Lr限制了iSr的上升率，電流緩慢上升，因此Sr是零電流開(kāi)通的。圖5i和圖5j 顯示Cr在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)充放電一次。當(dāng)Sr關(guān)斷時(shí)，Cr充電，它作為Sr的緩沖電容，使得Sr零電壓關(guān)斷；當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，Cr放電，它與CS1并聯(lián)作為S1的緩沖電容，使得S1零電壓關(guān)斷。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證理論分析和仿真結(jié)果的正確性，設(shè)計(jì)并搭建了ZVT DBPFC 變換器原理樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)條件與仿真條件相同，主開(kāi)關(guān)管S1、S2和輔助開(kāi)關(guān)管Sr選用IRFP460；升壓二極管VD1、VD2和通路二極管VD3、VD4、VD5、VD6選用MUR1560；回路二極管VDa、VDb選用HER606；諧振電感Lr磁心選取鐵硅鋁磁環(huán) MS-130026-2，μ=26 繞制。考慮到IRFP460 的結(jié)電容約為500pF，CS1、CS2選取1.5nF，其與Cr均選取高頻瓷片電容。

圖6 顯示在輸入電壓220V，輸出電壓400V，輸出功率600W 的情況下輸入電壓vin與電感電流iL1的波形；iL1的波形顯示ZVT DBPFC 變換器具有很高的功率因數(shù)和較低的總諧波失真（Total Harmonic Distortion,THD），達(dá)到了功率因數(shù)校正的目的。

圖6 額定電壓滿載時(shí)輸入電壓和電感電流波形Fig.6 Measured key waveforms of the input voltage and the inductor current at rated voltage and full load

圖7顯示了S1、VD1和Sr的電壓、電流的波形，其中虛線部分為電壓、電流交疊區(qū)，即開(kāi)關(guān)損耗出現(xiàn)時(shí)刻。圖7a顯示S1實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，即在S1開(kāi)通前，iS1反向通過(guò)S1的體二極管VDS1，其電壓、電流交疊區(qū)為0，開(kāi)通損耗為0；同時(shí)S1實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷，其電壓、電流交疊區(qū)很小，關(guān)斷損耗大幅減小。圖7b顯示VD1實(shí)現(xiàn)了自然導(dǎo)通，其電壓、電流交疊區(qū)很小，開(kāi)通損耗大幅減小；同時(shí)VD1實(shí)現(xiàn)了自然關(guān)斷，即在iVD1下降為0時(shí)，vVD1才開(kāi)始上升，不存在反向恢復(fù)問(wèn)題，關(guān)斷損耗為0。圖7c顯示了Sr實(shí)現(xiàn)了零電流開(kāi)通，其電壓、電流交疊區(qū)很小，開(kāi)通損耗大幅減小；同時(shí)Sr實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷，其電壓上升率和幅值都受到了限制，電壓、電流交疊區(qū)非常小，關(guān)斷損耗基本為0。

圖7 各開(kāi)關(guān)管和升壓二極管的電壓電流波形Fig.7 Measured key waveform of voltages and currents of the switchs and the Boost diode

圖8 顯示了在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中諧振電感Lr的電流波形，驅(qū)動(dòng)信號(hào)vg1和vgr驅(qū)動(dòng)S1和Sr交錯(cuò)開(kāi)通，Lr在Sr上升沿與CS1諧振儲(chǔ)能，iLr從零上升至此開(kāi)關(guān)周期電流最大值ILr；隨后在下降沿與Cr諧振放電，iLr在Sr關(guān)斷前從ILr下降至0。

圖8 諧振電感的電流波形Fig.8 Measured key waveforms of current of the resonant inductor

圖9 顯示了在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中諧振電容Cr的電壓、電流波形。當(dāng)Sr關(guān)斷時(shí)，Cr吸收Lr的電量，vCr從0 增加到此開(kāi)關(guān)周期最大值VCr；當(dāng)S1關(guān)斷且vS1增加至vS1=V0-VCr時(shí)，Cr開(kāi)始將存儲(chǔ)電量釋放到負(fù)載，vCr從VCr下降至0。iCr波形顯示了Cr的充放電過(guò)程。

圖9 諧振電容的電壓電流波形Fig.9 Measured key waveforms of voltage and current of the resonant capacitor

圖9 顯示了ZVT DBPFC 樣機(jī)與文獻(xiàn)[7]提出的硬開(kāi)關(guān)DBPFC 樣機(jī)和文獻(xiàn)[22]提出的ZVZCS 樣機(jī)的效率對(duì)比曲線，比較條件是樣機(jī)輸出功率為600W，輸入電壓在85～265V 之間變化。實(shí)驗(yàn)證明本文提出變換器的開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗均非常低，取得了最佳的效率曲線，效率峰值均達(dá)到了96.7%。相較硬開(kāi)關(guān) DBPFC 樣機(jī)，電路提升效率 1.2%～2.2%，顯示有源輔助諧振支路大幅降低了開(kāi)關(guān)損耗；相較ZVZCS 樣機(jī)，電路提升效率0.6%～1.0%，顯示含回路二極管的 DBPFC 主電路相較于傳統(tǒng)Boost PFC 主電路降低了導(dǎo)通損耗。特別在低電壓大電流輸入的情況下，二極管的反向恢復(fù)更嚴(yán)重，效率提升更明顯，隨著輸入電壓的增加，效率提升逐漸減小并趨于穩(wěn)定。

圖10 滿載時(shí)電路效率隨輸入電壓的變化曲線Fig.10 Measured power efficiencies with relation to the input voltage at full load

硬開(kāi)關(guān)DBPFC 變換器的EMI 遠(yuǎn)小于普通無(wú)橋PFC 變換器，與傳統(tǒng)Boost PFC 變換器相等[11]，而相較于硬開(kāi)關(guān)DBPFC 變換器，ZVT DBPFC 變換器大幅改善了功率器件的電壓變化率dv/dt和電流變化率di/dt，EMI 得到了進(jìn)一步降低。針對(duì)dv/dt和di/dt與EMI 之間的關(guān)系，文獻(xiàn)[21]給出了分析，本文不再詳細(xì)討論。

6 結(jié)論

本文提出了一種ZVT DBPFC 變換器，該變換器通過(guò)在含回路二極管的DBPFC 主電路中增加一個(gè)有源輔助諧振支路，提高了工作效率。本文詳細(xì)討論了主開(kāi)關(guān)管和升壓二極管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的條件并給出了有源輔助諧振支路的參數(shù)設(shè)計(jì)。理論分析和實(shí)驗(yàn)證明了變換器可以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的ZVS和升壓二極管的自然開(kāi)關(guān)，與此同時(shí)實(shí)現(xiàn)了輔助開(kāi)關(guān)管的零電流開(kāi)通和零電壓關(guān)斷，大幅減少了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗和升壓二極管的反相恢復(fù)損耗。工作效率對(duì)比分析顯示該變換器能顯著提升工作效率，同時(shí)解決了普通無(wú)橋PFC 變換器EMI 較高的缺點(diǎn)，在實(shí)際應(yīng)用中具有良好的可推廣性。

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