基于STM32F051控制的太陽能并網發電系統設計

趙 娜，李 斌，謝衛彬

（河北科技大學電氣工程學院，河北石家莊 050018）

太陽能是一種天然的可再生能源，對環境無污染并且分布廣泛利用方便。在能源和環境問題日益突出的今天，最大力度地開發利用太陽能已刻不容緩。近些年來人們對太陽能的各種利用進行了不斷的探索，其中研究課題之一就是利用太陽能進行光伏發電。光伏發電系統將光能轉化為電能的應用，它分為光伏獨立發電系統和光伏并網發電系統。其中單相光伏并網發電系統供電安全穩定并且容易控制，已成為許多國家利用太陽能的主要選擇。單相光伏并網發電系統的特點是將光伏電池陣列發出的直流電通過控制器轉換成交流電輸送給電網，其中控制器是發電系統的核心。控制器是基于ARM 系列STM32F051單片機控制的裝置，主要控制變換器和逆變器。變換器是采用LLC 諧振電路實現直流電的泵升，逆變器是采用全橋逆變電路實現直流電轉換成交流電。

1 單相光伏并網發電系統的組成結構

根據變換器和逆變器兩部分，單相光伏并網發電系統可分為2級結構。前級DC／DC 升壓部分采用全橋LLC諧振變換電路，將光伏電池陣列輸出的低壓43～53V 升高到直流母線電壓400V。后級DC／AC逆變部分采用電壓型全橋逆變電路，把前級穩定的直流母線電壓逆變成220V／50 Hz的交流電。整個核心控制系統采用 ARM 系列的STM32F051芯片，一方面控制前級DC／DC 部分，實現光伏電池陣列的最大功率點跟蹤以及LLC 諧振變換；另一方面控制后級DC／AC 部分，采用SPWM 驅動控制，實現并網電流和電網電壓同頻同相。光伏發電系統的結構框架如圖1所示。

圖1 光伏發電系統的結構框架Fig.1 Structure of photovoltaic system framework

2 最大功率點跟蹤方法（MPPT）

由于各階段的日照強度和溫度不同，太陽能陣列開路電壓和短路電流受到很大的影響，導致系統工作不穩定，效率降低。所以，太陽能電池陣列必須實現最大功率點跟蹤控制，可以在任何日照下獲得最大功率的輸出。最大功率點跟蹤（MPPT）即是通過控制太陽能陣列端電壓，使陣列在不同日照和溫度下輸出最大功率。

最大功率點跟蹤方法采用變步長擾動觀察法。首先測量到光伏陣列當前的輸出功率，得到輸出電壓，在這個電壓上施加一個Δu（擾動量），將改變后的功率與改變前的功率相比較，觀察功率的變化情況。若功率增大，則表明擾動方向是正確的；若功率減小，則表明擾動方向是錯誤的，則朝著相反的方向施加擾動。擾動觀察法就是不斷的進行比較。開始的時候采用較大的步長，經過一定的功率跟蹤后將步長變小，從而減小輸出最大功率的振動。此方法算法相對簡單，在硬件上易于實現，但是系統的響應速度較慢，主要應用在環境參數變化緩慢場合。

3 前級DC／DC升壓部分

前級DC／DC 升壓部分采用全橋LLC 諧振變換電路，可在全負載范圍內實現變壓器原邊開關管的零電壓（ZVS）開通和副邊整流二極管的零電流（ZCS）關斷，從而提高了前級系統的轉換效率，也為后級DC／AC轉換提供了較高的直流母線電壓。該電路結構簡單，軟開關特性好，功率損耗低。

3.1 全橋LLC諧振變換電路工作原理

圖2 全橋LLC諧振變換電路結構圖Fig.2 Whole bridge structure of LLC resonant conversion circuit

圖2所示為全橋LLC諧振變換電路的結構圖，主要包括開關網絡、諧振網絡、整流網絡3部分。其中Vin是光伏電池輸出電壓即全橋LLC諧振變換電路的輸入電壓，Vdc是直流母線電壓；開關網絡是由開關管Q1－Q4組成的全橋逆變電路；諧振網絡是由諧振電感Lr、諧振電容Cr與勵磁電感Lm組成；整流網絡是由整流二極管D1－D4組成的全橋不可控整流電路。全橋LLC諧振變換電路工作流程大致是光伏電池輸出直流電經過開關網絡轉換為方波的交流電，方波交流電經過諧振網絡轉變成正弦形式的交流電，再經變壓器升壓為高頻交流電，高頻交流電通過全橋整流電路輸出高頻直流電320V 左右。全橋LLC諧振變換電路諧振網絡工作有2個諧振頻率，一個是當變壓器副邊導通時勵磁電感Lm被短路只有Lr與Cr參與諧振組成的諧振頻率fs；另一個是當變壓器副邊開路時Lr，Cr，Lm共同參與諧振組成的諧振頻率fm。由此可得出式（1）和式（2）：

相應的，LLC諧振電路有3種可能的工作頻率范圍，分別是f＞fs，fm＜f＜fs，f≤fm。當LLC諧振電路工作在fm＜f＜fs范圍內，諧振電路既可以實現開關管ZVS開通，又可以實現整流二極管的ZCS關斷。

3.2 fm＜f＜fs 時電路工作過程的分析

根據全橋LLC諧振電路的工作原理分析，給出了電路的工作波形如圖3所示。VAB是諧振網絡兩端 電 壓，ir是 諧 振 電 流，im是 勵 磁 電 感 電 流，ug 是Q1－Q4的觸發信號，iD是流過二極管的電流。工作過程分析如下。

圖3 全橋LLC諧振變換電路波形分析Fig.3 Waveform analysis of the full bridge LLC resonant conversion circuit

階段1 ［t0－t1］：在t0時刻，Q2，Q3關斷進入死區。此時Q1和Q4的結電容C1和C4已充電完畢開始放電，Q2和Q3的結電容C2和C3開始充電，諧振電流ir方向為負以正弦形式上升，勵磁電流im線性上升，即B端放電、A 端充電，B端電量大于A 端電量，則諧振網絡兩端電壓VAB開始由－Vin逐漸上升，當B端放電的電量與A 端充電的電量相等時，VAB＝0。因為諧振電流ir等于勵磁電感電流im與流過變壓器的電流之和，所以諧振電流大于勵磁電流，二者的差值是流過變壓器的電流，變壓器的副邊整流二極管D1，D4導通給C6充電。到t1時刻，B端向A 端放電完畢，此時VAB為＋Vin，t1時刻結束。

階段2 ［t1－t2］：在t1時刻，C1，C2，C3，C4結電容充放電完畢，此時諧振網絡兩端的電壓VAB上升到＋Vin，＋Vin加在Q1和Q4的體二極管兩端使之導通，為Q1和Q4的零電壓開通創造了條件。諧振電流和勵磁電流仍然分別以正弦形式上升和線性上升，二者的差值流過變壓器，變壓器副邊整流二極管D1，D4導通，給電容C6充電，此時只有諧振電感Lr和Cr參與諧振，到t2時刻結束。

階段3 ［t2－t4］：在t2時刻，驅動Q1，Q4，諧振網絡兩端的電壓VAB仍是＋Vin，Q1，Q4零電壓開通。諧振電流繼續上升，并在t3時刻過零，諧振電流以正弦形式正向增大，勵磁電流隨后過零并增大，諧振電流仍然大于勵磁電流，副邊二極管D1，D4繼續導通，給電容C6充電，到t4時刻諧振電流和勵磁電流相等，流過理想變壓器電流為零，整流二極管D1，D4關斷，本階段結束。

階段4 ［t4－t5］：t4時刻，諧振電流等于勵磁電流，變壓器原邊電流減小到零，此時流過變壓器的電流為零，副邊整流二極管D1，D4實現零電流關斷。變壓器副邊開路，勵磁電感Lm，Lr與Cr一起參與諧振。由于諧振頻率f工作在fm＜f＜fs，Q1，Q4導通持續一段時間，諧振電流和勵磁電流在本階段時間近似不變。

同理［t5－t10］時刻電路進入另外半個周期，工作過程與前半個周期相似，不在陳述。

3.3 全橋LLC諧振電路實驗波形與分析

根據全橋LLC諧振變換器的原理分析，建立了全橋LLC 諧振變換器的MATLAB／Simulink仿真模型，其中功率為1kW，輸入電壓為48V，輸出電壓為311V。

圖4為全橋LLC 諧振變換器諧振網絡兩端電壓與諧振電流仿真波形。橫軸代表時間，單位是s，縱軸代表電壓與電流，單位分別是V 與A。直流輸入電壓經開關網絡輸出方波交流電，諧振網絡兩端電壓超前于諧振電流，變換器工作在原邊主功率器件ZVS狀態。

圖4 全橋LLC諧振變換器諧振網絡兩端電壓與諧振電流波形Fig.4 Waveform of resonant network voltage and harmonic current of full bridge LLC resonant converter

圖5 諧振網絡兩端電壓與副邊整流電路輸出電流波形Fig.5 Waveform of the resonant network voltage and rectifier circuit output current

圖5為全橋LLC 諧振變換器諧振網絡兩端電壓與副邊不可控整流電路輸出電流仿真波形。橫軸指的是時間，單位是s，縱軸指的是電壓與電流，單位分別是V 與A。全橋不可控整流電路中上下兩組整流二極管輪流導通，實現了副邊不可控整流二極管的ZCS。

圖6顯示了全橋LLC 諧振變換器諧振電容兩端的電壓與諧振電流的仿真波形。橫軸指的是時間，單位是s，縱軸指的是電壓與電流，單位是V 與A。此時，諧振電容兩端的電壓滯后于諧振電流90°，兩者近似正弦波。

圖6 諧振電容兩端電壓與諧振電流仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of resonance capacitance voltage and harmonic current

4 后級DC／AC逆變部分

后級DC／AC逆變部分采用電壓型單相全橋逆變電路，其控制系統采用SPWM 電壓電流雙閉環系統即電壓外環、電流內環的雙環控制。在逆變器的輸出側接LC型濾波器。圖7為單相逆變電路結構圖。其中，VDC為直流母線電壓，大約為400V；V1－V4是功率管，其V1，V4和V2，V3交替導通，向電網輸出交流電流；D1－D4是功率管對應的反并聯二極管。

圖7 單相逆變電路結構圖Fig.7 Structure of single－phase inverter circuit

4.1 電流型輸出控制原理

圖8為并網電路圖，設逆變橋輸出電壓Ucd、電感L1兩端電壓UL1、電網電壓Uw、電感電流I為逆變電路并網電流。由電路知識可得：Ucd＝UL1＋Uw，其中UL1＝j2πfL1i，Ucd＝j2πfL1i＋Uw。

圖9為并網向量圖。由此可得只需保證輸出電流和電網同頻同相即可完成并網。

4.2 SPWM 電壓電流雙環控制策略

圖8 并網電路圖Fig.8 Grid circuit diagram

圖9 并網向量圖Fig.9 Grid vector diagram

采用電壓電流雙環控制即是電壓外環、電流內環控制。外環電壓控制用于穩定直流母線電壓；內環電流控制用來控制輸出電流與電網電壓同頻同相，以實現并網。雙環控制原理：采集直流側母線電壓Ucd與指定的參考值U＊cd相比較得出差值信號經過PI調節器產生內環電流幅值的參考值I＊，I＊與通過鎖相環電路得到電網電壓的相位角的正弦值相乘獲得瞬時輸出電流的參考信號I＊＊，采集逆變器交流側的輸出電流I，與參考值I＊＊相比較得到電流誤差信號，此誤差信號經過PI調節器調節后與三角波相比較，輸出SPWM 控制脈沖并驅動功率管V1－V4，實現逆變部分并網電流的跟蹤與控制，達到并網要求。

鎖相環是一個閉環相位調節系統，它可以跟蹤輸入信號的頻率和相位，具有反饋調節作用。鎖相環由鑒相器、環路濾波器以及壓控振蕩器組成。組成框圖如圖10 所示。當輸入信號與輸出信號存在相位差時，鑒相器輸出與相位差大小成比例的信號，通過環路濾波器產生的控制電壓作用于振蕩器輸入端，使輸出信號發生變化，直到兩者的相位差為零，達到同頻同相為止。Ur（t）是輸入電壓信號，Ue（t）是輸入電壓信號與輸出電壓信號差，Uy（t）是誤差信號經濾波后的信號，U0（t）是輸出電壓信號。

圖10 鎖相環組成框圖Fig.10 Block diagram of phase－locked loop composition

4.3 逆變電路的仿真與分析

根據以上逆變電路的分析和設計，通過MATLAB／Simulink仿真軟件，建立了逆變電路的控制模型，設定三角波的頻率80 kHz，開關頻率80 kHz，其中Ucd是直流母線電壓，模型控制方式采用電壓電流雙環控制與鎖相環控制。采用雙環電壓電流控制時的波形如圖11所示，橫軸指的是時間，單位是s，縱軸指的是電壓與電流，單位分別是V 與A。可見逆變器輸出的并網電流與電網電壓同頻同相。

圖11 電網電壓與并網電流波形Fig.11 Waveform of grid voltage and grid current

5 控制電路部分設計

控制電路部分采用控制芯片STM32F051，STM32F051是低容量和中等容量高級ARM 核32位微控制器，工作頻率為48 MHz，具有高速的嵌入式閃存，并廣泛集成增強型和I／O 口。所有器件提供標準的 通 信 接 口（最 多2 個I2Cs，2 個SPI，1 個I2S，1 個HDMI CEC，2 個USART），1 個12 位ADC，1個12 位DAC，最多5個通用16 位定時器，1個32 位定時器和1 個高級控制PWM 定時器。以上這些特點使得STM32F051 微控制器廣泛應用于各領域。在設計中，STM32F051 微控制器對太陽能陣列輸出的電壓、電流、諧振電流、直流母線電壓、并網電流、電網電壓不斷的檢測，前級通過PWM 斬波控制LLC 諧振電路功率管的開通，后級通過SPWM 控制逆變電路功率管的開通，實現各級穩定輸出、過壓、欠壓、過流、過熱等保護功能。此部分控制主要是單片機結合軟件編程完成的。軟件編程是采用C語言在Keil開發工具下進行的。主要包括初始化程序、主程序、檢測程序、中斷程序等。STM32F051輸出PWM 波形如圖12所示。

圖12 STM32F051輸出PWM 波形Fig.12 STM32F051output PWM waveform of STM32F051output

6 結 論

設計了一種功率1kW 的單相光伏并網發電系統，并對其系統部分進行了仿真波形分析。該光伏并網發電系統包括全橋LLC 諧振變換電路和單相電壓型逆變電路。通過仿真實驗分析發現，該系統結構較為合理。

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