T型三電平與二極管箝位型三電平導通損耗的對比

楊 超，劉 躍

(貴州大學電氣工程學院，貴州 貴陽 550025)

0 引言

電力電子技術自20世紀50年代產生以來，經過大約半個世紀的發展，電力電子裝置已經應用到了生產和生活的各個領域之中。自從上世紀80年代多電平逆變器的概念提出以后，迅速引起了世界各國學者和研發公司的注意［1］。經過不斷的探索和實踐，時至今日，多電平變換器拓撲結構已經是中高壓，大功率領域內主回路的主要選擇，其中從功能和實用的角度出發，選擇較多的結構是由南波長江在1980年提出二極管鉗位三電平(NPC)和近幾年開發的 T型三電平，兩者的拓撲結構如圖1所示［2-6］。

NPC和T型三電平在平時的工作中產生的損耗主要由三部分構成:開通損耗、關斷損耗和導通損耗。如果對器件開關特性進行優化，那么開通關斷損耗占的比例就會大大減小，導通損耗就會成為主要的功率損耗源。因此，有必要對兩種結構的導通損耗進行討論和比較。

圖1 兩種拓撲結構示意圖

1 兩種拓撲的器件工作情況分析

要想對兩種拓撲的導通損耗進行計算，首先要對兩種拓撲的工作情況進行充分的了解。下面將對兩種拓撲結構的工作情況進行分析［7］。

1.1 NPC結構工作情況分析

NPC結構在穩定工作時有三種運行狀態，分別對應的輸出電壓為+E/2，0，-E/2，將其標記為1，0和-1狀態。其運行狀態如圖2所示。

圖2 NPC工作情況示意圖

從圖中可以看出NPC在運行過程中開關信號遵循Sa1和Sa3信號互補，Sa2和Sa4信號互補，上橋臂和下橋臂的開關管不能同時開通的原則，開關組合不存在冗余。

1.2 T型結構的工作情況分析

T型結構在運行過程中也有三種狀態，輸出電壓分別為 +E/2，0，-E/2，將其標記為1，0和 -1狀態。但是其開關狀態可以有兩種形式。

方法一:在輸出電壓為+E/2時只開通Ta1管，其他開關管關閉;在輸出電壓為0時開通Ta2和Ta3管，其他開關管關閉;在輸出電壓為-E/2時只開通Ta4管，其他開關管關閉。其工作狀況如圖3所示。

圖3 采用方法一時T型結構的工作示意圖

從圖3中我們不難看出，方法一雖然表面上看似可行，但是這種方法在狀態轉換的時候Ta3和Ta4管的開關順序是由電流方向所決定的。例如由1狀態向0狀態轉換時，假設電流方向為流出方向，在關閉Ta1管的同時必須先開通Ta2管，然后再開通Ta3管;當電流方向為流入方向時，在關閉Ta1管的同時必須先開通Ta3管，然后再開通Ta2管。因此對信號的控制比較復雜，通常情況下都不采用這種方法。

方法二:采用類似于NPC的控制方法。開關信號遵循Ta1和Ta3信號互補，Ta2和Ta4信號互補，上橋臂和下橋臂的開關管不能同時開通的原則，開關組合不存在冗余。其工作狀況如圖4所示。

圖4 采用方法二時T型結構的工作示意圖

從圖4當中可以看出采用Ta1，Ta3互補，Ta2，Ta4互補有兩個好處:一是形成互補關系在控制比較方便;二是能夠防止在輸出電平狀態之間切換的時候，開關器件的不正常開啟引起直流電容短路。例如輸出狀態為1時，Ta1開通的同時Ta3要是提前開通，將會引起上直流電容短路。

從圖3和圖4中我們可以將NPC和T型拓撲工作時的開關狀態總結如表1所示。

表1 NPC與T型拓撲開關狀態表

在以上分析的基礎上，對兩種拓撲進行仿真，仿真參數參照實驗室7.5 kW的三電平逆變器，如表2所示。

表2 NPC與T型拓撲仿真參數設置表

理想情況下，在直流母線電容，直流母線電容和負載都相同時，采用相同的控制策略，雖然兩者的結構不同，但是輸出電流是相同的。也就是說在直流母線電容，直流母線電容和負載都相同時，在同一時刻，在電流通路上的IGBT上的電流是同樣大小的。

2 導通損耗計算

2.1 器件導通情況分析

在進行導通損耗計算之前，我們首先需要對兩種拓撲的器件導通情況進行分析。在前面的分析當中我們已經得到在直流母線電容，直流母線電容和負載都相同且采用相同的控制策略時，雖然兩者的結構不同，但是輸出電流是相同的結論。在這個結論下，我們可以畫出兩種拓撲調制電壓u(t)和輸出電流i(t)的關系曲線，如圖5所示，其中θ代表u(t)與i(t)之間的相位差。

在圖5當中我們可以看到，在一個調制周期內，調制電壓與輸出電流的關系可以分為四個部分:(一)u(t)＞0，i(t)＜0;(二)u(t)＞0，i(t)＞0;(三)u(t)＜0，i(t)＞0;(四)u(t)＜0，i(t)＜0。由于u(t)和i(t)正負半波的對稱性，我們只需要對(一)和(二)兩個部分進行分析即可。在此需要說明的是在下面的分析過程中只對導通損耗進行分析，忽略了開關器件的開關損耗。

2.1.1 NPC結構器件導通情況分析

在調制電壓u(t)大于0時，NPC拓撲結構的工作情況分別如圖6，圖7所示。

圖5 兩種結構在相同參數設置的條件下的輸出電流與調制電壓關系示意圖

圖6 當i(t)＜0時，NPC拓撲結構的工作情況

從圖6和圖7可以看出:在i(t)＜0時，輸出狀態為1時導通的器件D1和D2，輸出狀態為0時，導通的器件為Sa3和D6;在i(t)＞0時，輸出狀態為1時導通的器件Sa1和Sa2，輸出狀態為0時，導通的器件為Sa2和D5。

2.1.2 T型結構器件導通情況分析

在調制電壓u(t)大于0時，NPC拓撲結構的工作情況分別如圖8，圖9所示。

從圖8和圖9可以看出:在i(t)＜0時，輸出狀態為1時導通的器件TD1，輸出狀態為0時，導通的器件為Ta3和TD2;在i(t)＞0時，輸出狀態為1時導通的器件Ta1，輸出狀態為0時，導通的器件為Ta2 和 TD3。

圖7 當i(t)＞0時，NPC拓撲結構的工作情況

圖8 當i(t)＜0時，T型拓撲結構的工作情況

圖9 當i(t)＞0時，T型拓撲結構的工作情況

根據上面的分析，將NPC和T型結構在u(t)＞0時的開關器件的導通狀況總結在下面的表格之中。

表3 NPC與T型拓撲器件導通情況表

2.2 導通損耗計算公式的推導

在多電平逆變器的應用中，最常用的開關器件是IGBT和快速恢復二極管(FWD)。它們的靜態特性曲線都可以在廠家的產品手冊中直接查到。在IGBT和FWD的靜態特性曲線中，Ic和Vce的關系都不是一次曲線，但是在實際的計算過程中，我們通常將其視為一次曲線來進行計算，其示意圖如圖10所示。

圖10 導通損耗近似計算原理圖

其中，Vds表示IGBT或者FWD的導通閥值，通常情況下取0.6 V，Vce(sat)表示集電極—發射極飽和電壓，Ice(sat)表示當Vce等于Vce(sat)時IGBT上流過的電流，VF1表示FWD的正向電壓，表示當VF等于VF1時FWD的正向電流。以上這些參數均可在產品手冊上找到。

根據計算原理圖，將IGBT的靜態特性定義為下面的形式:

同樣，FWD的靜態特性也可以定義為下面的形式:

以IGBT為例，在載波頻率趨于無窮大時，設負載電流為i(t)=Imsin(ωt+θ)，則該管的導通損耗E為:

式中τ為占空比，T為調制周期時間。

3 兩種結構導通損耗的比較

從前面的分析可以看出在器件選定的情況下，兩種結構的導通損耗與調制比M，輸出功率因數角θ和輸出電流Im有關。為了更深入地對兩種結構的導通損耗進行對比，下面將在不同的工作條件下對兩種結構的導通損耗進行分析。在仿真中為保證兩種結構在器件使用上的公平性，假設兩種結構都采用分立器件進行搭建，其中T型結構的Ta1和Ta2采用三菱公司的1200V/600A的管子，型號為CM600HU-24F，其余管子均采用三菱公司的600V/600A的管子，型號為CM600HU-12F。

(1)調制比對導通損耗的影響

圖11是在功率因素角θ為π/3，電流Im為300 A時兩種結構隨著調制比增大導通損耗的變化情況。從圖中可以看出T型結構和NPC結構的導通損耗與調制比M成反比，而T型結構的導通損耗比NPC結構小。

圖11 不同的調制下兩種結構的導通損耗變化情況

(2)功率因數角對導通損耗的影響

圖12是在調制比M為0.8，電流Im為300 A時兩種結構隨著功率因素角θ增大導通損耗的變化情況。從圖中可以看出T型結構和NPC結構的導通損耗隨著功率因素θ的增加而增加，T型結構的導通損耗比NPC結構的損耗要小。

圖12 不同的功率因數角下兩種結構的導通損耗變化情況

(3)輸出電流對導通損耗的影響

圖13是在調制比M為0.8，功率因素角θ為π/3時兩種結構隨著輸出電流Im增大導通損耗的變化情況。從圖中可以看出T型結構和NPC結構的導通損耗隨著Im的增加而增加，T型結構的導通損耗比NPC結構的損耗要小。

圖13 不同的輸出電流下兩種結構的導通損耗變化情況

4 小結

本文對NPC結構和T型結構的工作原理進行了分析，在此基礎上得到兩者的調制電壓和輸出電流的關系，從而推導出兩種結構的開關器件的導通損耗計算公式，最后給出了在不同的工作條件下兩種結構的導通損耗變化情況。

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