電網模擬器控制策略研究

付永新，Dip.-Ing Ziqian Zhang，Bsc ，張永明，張仁杰

（1.上海理工大學，上海200093；2.Graz University of Technology Institute of Electrical Power Systems Inffeldgasse 18／1，8010 Graz；3.上海市質量監督檢驗技術研究院，上海200090）

0 引 言

電網模擬器是指能夠模擬電壓三相不平衡、頻率偏移、諧波畸變、電壓幅值平衡跌落和不平衡跌落等故障的檢測電氣設備，在分布式發電并網的系統中，研究這些電網故障是非常重要的。然而在現有的與逆變器有關的產品中，實現上述故障特性的還不多。因為電網模擬器是檢測其他分布式發電系統的電氣設備，意味著電網模擬器本身特性要非常優越，才能作為考核其他分布式發電系統的標準，這就對電網模擬器本身的控制策略設計提出了很高的要求。

大多數逆變器都是基于三相半橋控制策略的研究，這類控制策略缺點在于不能夠方便實現三相電壓的不平衡，文章提出三相獨立的主電路拓撲結構，在控制策略的設計上可以實現每一相的單獨控制，能夠克服三相半橋控制策略的缺點。在單相逆變器的研究方面，現階段比較好的控制策略是電壓瞬時值外環電流瞬時值內環控制方式。然而為了能更準確控制輸出電壓，大部分電流內環采用電容電流閉環的控制方式。雖然采用電容電流反饋控制時，輸出電容電壓因為電容電流的微分作用能夠提前得到矯正，對線性負載或者非線性負載都有很好的動態抑制作用。因為在控制策略中加入電流的限幅環節，只能夠限制電容電流，負載電流不受它的約束，當采用數字控制時不能夠對負載實現限流保護。如果采用電容電流，因為電容電流比較小，對于DSP控制來說，誤差比較大，ADC的誤差、計算的誤差等，所以我們還是采用電感電流和負載電流。為了克服上述控制策略的缺點，本文提出了電感電流瞬時反饋控制和負載擾動前饋補償相結合的控制方式。

通過仿真測試結果可以看出該種控制策略設計是符合電網模擬器輸出的動態與穩態性能指標，并研制了一臺5 k W逆變器樣機，實驗結果也驗證了此控制方案的可行性。

1 三相拓撲結構

本文電路采用較新穎的拓撲結構，如圖1所示，該拓撲結構的基波單元與諧波單元的三相公用一個三相整流單元。由變壓器組成的基波諧波連接單元避免三相公用一個整流裝置的直流側的短路現象，這是因為變壓器不僅起到基波諧波連接作用還可以起到隔離的作用。

圖1 電網模擬器三相拓撲圖

基波諧波整流環節都采用三相PWM整流器產生各自需要的直流電壓。采用三個單相逆變器實現三相交流電壓的輸出，控制三相的波形相位依次相差120°，并控制其實現電網的各種故障。濾波器采用LC濾波電路，對逆變器輸出的PWM濾波，得到交流電壓。

2 單相全橋逆變器的數學模型

圖2是單相全橋逆變電路，其中VT1、VT2、VT3、VT4是IGBT，Ud是直流母線電壓，L、C是組成濾波器的電感、電容，iL是電感電流，iC是電容電流，io是輸出電流，u1是逆變橋輸出電壓，uo是整個逆變器輸出電壓，r是考慮了死區效應、IGBT導通壓降、濾波電感的等效串聯電阻、線路電阻等逆變器中各種阻尼因素組成的綜合等效電阻。

圖2 單相全橋逆變電路

把輸出電壓u0與電感電流iL作為單相逆變器控制系統的狀態變量，由上圖可以得到該系統的狀態空間表達式如下：

從狀態空間表達式可以看出該系統是一個雙輸入、單輸出的二階系統。

3 濾波器設計

SPWM調制下輸出濾波電感值一般由電感電流的最大紋波所決定，一般取滿功率時輸出正弦電流峰值的15%，該單相逆變器要求輸出額定功率為5 k W／3≈1 667 W，因為基波模式要求輸出電壓幅值比諧波輸出幅值高的多，為了方便，取基波模式下輸出電壓幅值的1／10左右，故

根據文獻［5］得：

實際電路可以取電感值為5 mH。

電路中電感與電容構成一個低通濾波器，所以，電容的值可以根據濾波器的截止頻率來確定。因為該系統應用的是SPWM倍頻調制方式，輸出的諧波頻率為開關頻率2倍以及更高次的，一般取截止頻率為輸出諧波最小頻率的1／10，即

可得

在實際電路中，由于器件本身的非理想特性、基準波也非標準的正弦波以及死區對輸出的影響，所以在輸出的波形中包含低次的諧波，C值必須取大一些，來抑制這些低次諧波，這里不妨取20μF。

4 逆變器電壓電流雙環控制策略分析

逆變器的雙環控制分兩類：一類是以濾波電容電流為內環被控量的電容電流內環電壓外環控制，一類是以濾波電感電流為內環被控量的電感電流內環電壓外環控制。

在電壓源逆變器中，以濾波電容電流作為內環反饋的應用也比較廣泛，這種控制方法因電容電流被瞬時控制，使得輸出電容電壓被電容電流的微分作用提前得到矯正，因而無論對線性還是非線性負載均有很好的動態抑制作用。但其缺點是采用數字控制時無法做到逆變器的軟件限流保護：因為如果在電容電流內環電壓外環控制系統中增加電流限幅環節，只能限制電容電流大小，負載電流和電感電流完全不受其約束，因而不能通過限流實施對逆變電源的保護。所以本文采用濾波電感電流為內環的雙環控制方法，經研究，電壓外環比例積分電流內環比例積分（PIPI）控制方式在各個方面的性能指標比電壓外環比例積分電流內環比例（PIP）控制方式都要好。但是兩者性能差距不大，然而PIPI采用數字化控制時，因為電流內環積分常數過大，會導致CPU的數據溢出，不能穩定地控制整個系統，所以本文主要針對PIP控制策略研究分析，其控制框圖如圖3所示。

圖3 雙環控制框圖

由圖3可得，電感電流內環的開環傳函和閉環傳函（圖中，Gv＝kp＋ki／s，Gi＝k）：

利用電流內環閉環的傳遞函數可以得到電壓外環開環傳函：

電壓外環閉環傳遞函數與系統的輸出阻抗分別為：

利用配置極點的方法可得PIP雙環控制的參數，這里電壓外環kp＝0.0138，ki＝26.0525，電流內環k＝239.9。

根據上面各式可以畫出相應的雙環控制系統的頻率響應特性，如圖4、5、6、7。

圖4表明電流調節器使得電流內環的上升時間2.7 ms左右，符合系統動態響應速度的要求。

圖4 電流內環閉環階躍響應特性

從圖5電壓外環開環波特圖可得，電壓調節器使得電壓外環的相角裕度接近70°，幅值裕度也比較大，穩定性較高；從電壓外環閉環波特圖可得，雙環控制系統基波閉環增益接近1，對相位影響比較小，系統的穩態性能非常好。

圖5 電壓外環開環與閉環頻率特性

圖6 電壓外環閉環階躍響應特性

圖6 中雙閉環系統的單位階躍響應的上升時間為0.56 ms，響應速度非常快。

圖7 輸出阻抗頻率特性

圖7 給出了系統的輸出阻抗在各個頻段對應的阻抗幅值，即輸出電壓與負載電流擾動的比值，可以看出負載電流的擾動對輸出電壓的影響在各個頻段都有非常大的衰減，系統具有很強的負載擾動抑制能力。

5 單相逆變器仿真測試與結果分析

圖8是空載時的輸出電壓與電壓指令波形，其中a曲線是輸出電壓波形，為了看清楚兩曲線的區別，b是0.5倍電壓指令波形；圖9是對輸出電壓FFT分析，可以看出輸出電壓的THD＝0.54，基波相位延遲0.7度，影響非常小。

圖8 空載時電壓指令信號與負載電壓

圖9 空載時負載電壓FFT分析

圖10 是滿載（7.6 A）時的輸出電壓波形，由圖11可以看出輸出電壓THD＝0.48%，相位延遲0.7°，對相位的影響比較小。空載時，逆變器運行阻尼最小，震蕩劇烈，收斂速度最慢，控制難度最大，所以空載逆變器性能要差于滿載的性能，但是由于雙環的有效控制，空載時的動態性能與穩態性能都是非常好的。

圖10 滿載時電壓指令信號與負載電壓

圖11 滿載時負載電壓FFT分析

6 實驗結果

搭建一臺5 k W逆變器樣機，主控芯片采用TI公司TMS320LF28335，采用本文電感電流瞬時反饋控制和負載擾動前饋補償相結合的控制方式，對PI參數稍作調整可以得到單相基波的波形，如圖12，可以看出輸出波形的穩定性比較好，達到預期目的。

圖12 5 k W逆變器負載電壓

7 結論

針對電網模擬器輸出電壓應具有高抗干擾能力、非常好的動態性能和穩態性能的特點，提出了電感電流瞬時反饋控制和負載擾動前饋補償相結合的控制方式，控制器設計簡易明了，可以解決電網模擬器輸出電壓性能指標的要求。文章通過對這種控制策略的數學建模以及內環閉環傳函、外環開環和外環閉環傳函的各種頻率下特點分析，詳細地闡述了在這種雙環控制策略下，使電網模擬器輸出電壓具有非常好的動態性能與穩態性能。通過仿真得出了電網模擬器的輸出電壓，最后設計了5 k W樣機，采用DSP28335處理器設計并實現了整個數字控制系統的軟件和硬件平臺，通過驗證與理論是相一致的，說明本方案可行。

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