一種新型的SR反流控制電路

2015-03-15 11:08:55于吉永黃昌賓劉祖貴

通信電源技術 2015年1期

于吉永，黃昌賓，劉祖貴

（中國長城計算機深圳股份有限公司與深圳市國家重點實驗室，廣東深圳518108）

0 引言

二十世紀末，由于MOSFET技術大幅度進步，開關電源普遍引入同步整流（Synchronous Rectification簡稱SR）技術，給開關電源效率帶來了巨大的提升。但是采用同步整流技術的開關電源拓撲中往往會存在能量雙向流動。本文以采用同步整流技術的BUCK拓撲為例，詳細分析了其在預偏置啟動階段及空載和輕載條件下的能量雙向流動產生的原因及其帶來的危害，并簡述了業界現有的一些解決方案和其不足，繼而提出了一種利用磁飽和原理控制的新方案及其設計方法，最后通過PSI M仿真建模驗證了新方案的可行性。

1 采用SR技術后帶來的能量雙向流動問題

圖1為采用同步整流技術的Buck變換器拓撲，當輸出功率電感在SR開通階段的伏秒積大于在主開關開通階段的伏秒積時，電流將會由輸出端流向輸入端，此時BUCK變換器本質上實現的是BOOST功能。電流反向流動的現象普遍存在于采用SR技術的各類變換器拓撲中，在實際應用時可能造成問題。尤其是變換器在預偏置的情況下開機時，即在變換器輸出端已經存在一定電壓的情況下開機時，反向電流可能會非常大。因為一般變換器為獲得平滑穩定的啟動效果都會設置軟啟動電路，使主開關驅動信號占空比在啟機時由0逐漸增大（SR驅動信號與主開關信號互補，相當于由100%逐漸減小），此時就會產生反向電流，如圖2所示［1］。

在驅動信號的占空比增大到足以使輸出功率電感在SR開通階段的伏秒積和在主開關開通階段的伏秒積達到平衡之前，反向電流會不斷增大，反向電流太大可能造成器件應力過大而導致失效。此外，也會造成輸出電壓跌落過大而使負載電路不能保持正常運行。另外，采用SR技術的CCM變換器在空載或輕載條件下，將不會再進入DCM模式，輸出功率電感中存在負向電流，即會產生能量雙向流動，以保證輸出電壓平衡在設定值，如圖3所示。

從能量守恒的角度看，理想電路中能量雙向流動并不會產生能量損失，但由于實際電路中ESR的存在，能量在雙向傳遞過程中會帶來額外的銅損，使空載和輕載條件下的轉換效率降低。特別是在采用SR技術的隔離型DC／DC變換器中，如果產生負向電流的能量不能通過變壓器有效饋回到原邊母線，那么這個能量將會在SR的Uds上形成電壓應力，嚴重時會造成器件過電壓應力擊穿。

圖1 采用同步整流技術的BUCK變換器

圖2 BUCK變換器預偏置啟機的相關節點波形

圖3 BUCK變換器輸出空載時的相關節點波形

2 現有的一些解決方案

2.1 采用帶預偏置電壓啟動功能的控制IC

帶預偏置電壓啟動功能的控制IC如Intersil的ISL6420A，ISL6535，ISL8104；TI 的 TPS40007，TPS40009，TPS40057；MAXI M 的 MAX8543，MAX8544，MAX5095C，MAX1917；ST的L6730等。但這些控制芯片只能用在非隔離變換器中。因為在非隔離變換器中，IC啟動時可以直接檢測到目前的輸出電壓是多少，與IC內部基準比較后決定主開關和SR展開的速度和脈寬，這時主開關和SR的脈寬都是慢慢增加的，它們之間并不呈互補關系。其缺點是并不能解決空載和輕載條件下的能量雙向流動。

2.2 采用分立器件對SR的驅動信號加以處理

采用分立器件對SR的驅動信號加以處理，實現軟啟動時主開關和SR的驅動信號脈寬均從小到大慢慢展開，直到兩個驅動信號互補為止。啟動控制電路見圖4中的虛框部分，圖5為啟動控制電路中相關節點的時序波形。這種方案僅僅是改變了軟啟動時SR驅動脈寬的大小，不改變穩態時的性能，且實現的成本較低，亦可用于隔離型變換器中，具有一定的應用價值［2］。但它同樣不能解決空載和輕載條件下的能量雙向流動。

2.3 采用脈沖阻止電路

如圖6所示，利用輸出功率電感中的反向電流產生的電動勢，通過繞組耦合來控制Q3的通斷，阻止了SR中反向電流的不斷增大，從而將反向電流限制在安全的準線內［1］。其缺點是反向電流只是抑制而不是消失，在某些實際應用場合中仍有風險。脈沖阻止電路應用于BUCK變換器的主要工作波形如圖7所示。

圖4 采用分立器件實現的帶預偏置電壓啟動的BUCK電路

圖5 啟動控制電路中相關節點的時序波形

圖6 采用脈沖阻止電路的BUCK變換器

3 利用磁飽和原理控制的新設計方案

3.1 新方案基本原理

圖7 脈沖阻止電路應用于BUCK變換器的主要工作波形

本文根據現有解決方案的不足，提出了一種利用磁飽和原理控制SR反流的新方案。如圖8所示，飽和電感Lsat串在功率電感Lchoke之后，其基本原理就是當電感電流iL大于Lsat的飽和電流時，Lsat電感系數為零，iL的交流成分將不能在Lsat兩端產生交變電壓，Q3、D1、R1組成的半波整流回路中自然不會有電流，Q3、Q4截止，SR驅動信號正常運行；當電感電流iL小于Lsat的飽和電流時，iL的交流成分在Lsat兩端產生交變電壓為ULsat＝Lsat（d iL／d t），如果ULsat足夠大，足以使Q3、Q4飽和導通，SR驅動信號將被Q4強行關斷。據此原理并配合電路參數的調整，可以控制SR在任何工作條件下都不會產生反向電流，有效解決了變換器的預偏置啟機和空載及輕載條件下的能量雙向流動問題。同時，當負載電流大于設定值時（一般取略大于電感電流臨界連續時的輸出電流），SR正常驅動，可以全負載范圍實現轉換效率的最優化。磁通密度比較低（0.4～0.5 T），而且受溫度影響大。但其電阻率高，高頻損耗小。又因鐵氧體已有多種材料和磁芯規格滿足各種要求，加之價格較其它材料低廉，鐵氧體是目前在開關電源中應用最為廣泛的材料。從功率變壓器磁芯、濾波電感、磁放大器、電流互感器以及電磁兼容濾波電感，都可以找到它的蹤影［3］。

圖8 BUCK變換器利用磁飽和原理控制SR反流的新方案

由于實際磁芯材料的B-H關系高度非線性，并具有遲滯和飽和特性。為簡化分析，有必要對其進行線性化處理。以TDK HS72UU 10.5鐵氧體磁芯為例，其典型條件下的相關參數分別為：ui＝7 500，Bsat＝0.41 T，AL＝1 500 n H／N2，Ac＝12.5 mm2，lm＝40.3 mm。圖9（a）為利用PSI M仿真工具生成的TDK HS72 UU 10.5 B-H曲線，圖9（b）為其分段線性化模型。線性化處理后，很容易寫出磁通密度Bm的分段函數，見式（1）。由安培環路定律Hlm＝Ni可以推導出磁芯開始飽和時的電感電流Isat，見式（2）。式中，u＝u0ur＝u0ui（ur＝ui為線性化后的近似結果）。

圖9 TDK HS72UU10.5 B-H曲線及其分段線性化模型

3.2 飽和電感磁芯選擇及線性化分析

飽和電感是一種磁滯回線矩形比高、起始磁導率高、矯頑力小，具有明顯飽和點的電感。由于其獨特的物理特性，使之在高頻開關電源的開關噪聲抑制、大電流輸出輔路穩壓、移相全橋變換器、諧振變換器及逆變電源等方面得到了日益廣泛的應用。其電感量隨通過的電流大小可變。若磁芯的磁滯回線呈理想的矩形，則飽和電感工作時，類似于一個開關，即流過電感的電流小時，磁芯不飽和，電感量很大，相當于開路；當流過電感的電流大時，磁芯飽和，電感量很小，相當于短路。在開關電源中，常用的飽和電感磁芯材料有鐵氧體、非晶態合金等。鐵氧體與其它軟磁材料比較，雖然飽和

為便于實際飽和電感的生產制作和減小其傳導損耗，建議N取1匝。式（3）為N＝1時的飽和電流值，式（4）為N＝1且|iL|＜Isat時的電感量。

3.3 保證SR開通和關斷的條件分析

以圖8為例，式（5）、（6）分別為 Q1、Q2導通階段飽和電感Lsat兩端的電壓，式（7）為電感電流中的交變分量，其中L＝Lchoke＋Lsat。假設電路中Ug＝12 V，Uo＝5 V，Io_max＝25 A，Lchoke＝4μH，fsw＝200 k Hz。當電感電流iL的最小值（即Io_SRON-△IL／2，如圖（10）實線部分波形）大于Isat時，Lsat＝0，L＝Lchoke，則可以保證SR的強行關斷控制電路不會動作，SR驅動正常運行。Io_SRON為保證SR進入正常驅動的輸出負載電流點，如式（8）；當電感電流iL的最大值（如圖（10）虛線部分波形）小于Isat時，L＝Lchoke＋Lsat，則可以保證通過控制電路參數的設計來強行關斷SR的驅動信號。Io_SROFF為保證SR驅動信號強行關斷的輸出負載電流點，其結果分兩種情形討論，如式（9）。本例屬于DCM情形，其結果如式（10）、（11）所示。此時飽和電感Lsat兩端的電壓如式（12）、（13）所示。

圖10 保證SR開通和關斷條件下對應的輸出負載電流（CCM）

3.4 SR控制電路相關參數設計

本例設計是以Q2導通階段飽和電感Lsat兩端的電壓UB_A來觸發控制電路動作的。如果控制電路AB節點互換，則UA_B為有效觸發電壓。還可以從磁芯中取一個獨立繞組組成全波整流來觸發控制電路，這在實際應用中更加方便和可靠。控制電路相關參數如表1所示，根據已知參數，可以求出R1的取值范圍，如式（14）所示。至此，全部設計過程完畢。