適用于802.11a的低噪聲放大器設(shè)計(jì)

井 凱，莊奕琪，李振榮，呂育澤

（1.西安電子科技大學(xué) 微電子學(xué)院，陜西 西安710071；2重慶西南集成電路設(shè)計(jì)有限責(zé)任公司，重慶401332）

超外差接收機(jī)自Armstrong發(fā)明以來(lái)，以其高性能、高集成度、組合形式多樣和易實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代無(wú)線通訊設(shè)備.接收機(jī)一般可以分為鏡像抑制型和零中頻型.雖然零中頻型接收機(jī)避免了鏡像干擾，但是由于其較大的直流失調(diào)和1／f噪聲，其性能不及鏡頻抑制型.鏡頻抑制型接收機(jī)射頻前端主要由低噪聲放大器（low noise amplifier，LNA）、鏡像濾波器和混頻器構(gòu)成，其中鏡像濾波器可以大幅抑制鏡像信號(hào).例如，泛歐的數(shù)字無(wú)線電話系 統(tǒng) （digital enhanced cordless telecommunications，DECT）需要采用鏡像抑制比達(dá)80～100 dB的濾波器以保證接收性能.目前有多種方法可以實(shí)現(xiàn)該濾波功能.例如聲表面濾波器（surface acoustic wave，SAW）或陶瓷濾波器.但是由于該類(lèi)濾波器均為片外實(shí)現(xiàn)，大大增加了集成難度，無(wú)法實(shí)現(xiàn)單片系統(tǒng)集成.相比之下，片內(nèi)陷波濾波器則無(wú)此限制.雖然無(wú)源濾波器可以實(shí)現(xiàn)零功耗的優(yōu)點(diǎn)［1-2］，但是片上濾波器具有低品質(zhì)因子，使得該結(jié)構(gòu)性能并不理想，這主要是由片上電感的品質(zhì)因子較低造成.雖然Kang等［3-4］提出利用晶體管負(fù)阻特性改善電感寄生以提高網(wǎng)絡(luò)整體Q值的方法可以提高決濾波性能，但是仍未繼續(xù)對(duì)功耗和尺寸進(jìn)行進(jìn)一步的分析和優(yōu)化.

針對(duì)上述濾波器的優(yōu)點(diǎn)與不足，本文提出一種新型低功耗有源陷波濾波器：基于濾波器品質(zhì)因子和鏡像頻率可調(diào)的前提，對(duì)電感進(jìn)行優(yōu)化，維持諧振點(diǎn)不變的同時(shí)減小鏡頻輸入阻抗，優(yōu)化功耗，并設(shè)計(jì)出一款適用于802.11a協(xié)議的低噪聲放大器.

1 陷波濾波LNA的分析與設(shè)計(jì)

本文提出的鏡像抑制型SiGe HBT LNA如圖1所示，電路采用單級(jí)cascode結(jié)構(gòu)以確保高增益、低噪聲及輸入輸出高隔離度的優(yōu)點(diǎn)［5］.其中CDC，block為隔直電容，Cpad為pad的等效電容，Input與Output為電路的輸入輸出端口，電感LB、LE及電容C2、晶體管Q1構(gòu)成源簡(jiǎn)并結(jié)構(gòu)以實(shí)現(xiàn)噪聲優(yōu)化和阻抗匹配.電阻Rbias，電容C1和電壓Vbias用于電路直流偏置，負(fù)載CLOAD和LLOAD組成LC諧振回路以實(shí)現(xiàn)高輸出增益，同時(shí)削減鏡像信號(hào)的輸出幅值，節(jié)省電壓裕度.陷波濾波器連接在Q1集電極以實(shí)現(xiàn)鏡像頻率下輸入低阻抗和工作頻率下高阻抗這一特性，抑制鏡像頻率.

圖1 陷波濾波LNA完整電路圖Fig.1 Complete schematic of image rejection LNA

1.1 LNA輸入匹配設(shè)計(jì)

源簡(jiǎn)并LNA小信號(hào)輸入匹配采用串聯(lián)RLC結(jié)構(gòu)［6］，圖2為輸入小信號(hào)圖，圖2中省略CDC，block和偏置部分，RS為天線等效阻抗（50Ω），B和E分別為Q1的基極和發(fā)射極，CBE和CBC為晶體管電容，gm1VBE為跨導(dǎo)電流，1／gm2為從Q2發(fā)射極看入的等效阻抗，方框IR（image rejection）為上述陷波電路.若不考慮CBC饋通影響，電路的輸入阻抗［7］可表示為

式中：Cpad為pad寄生電容，LB和LE分別為基極和發(fā)射極所加電感，C2為CBE所加的補(bǔ)償電容.

圖2 LNA輸入匹配電路圖Fig.2 LNA input match circuit

CBC使得1／gm與IR饋通至輸入端，并且由于陷波濾波器含有電感使得輸入阻抗表現(xiàn)出非單一的容性或感性，增大了匹配難度.為解決這一問(wèn)題，可偏置Q2基極為電源電壓，通過(guò)提高Q2發(fā)射極直流電壓以增大Q1BC端反偏電壓，減小CBC，增強(qiáng)IR與Q1基極隔離度，弱化后級(jí)對(duì)輸入的影響［8］.這樣引起的問(wèn)題是：Q2BC pn結(jié)易正偏.為避免這一情況電路采用LC并聯(lián)負(fù)載，不僅可以提高諧振點(diǎn)功率增益，也可以避免額外的電壓裕度，使得Q2BC結(jié)零偏以避免增益降低.圖3為L(zhǎng)NA在3.8～6.2 GHz下引入與不引入陷波濾波器的輸入回波損耗S11結(jié)果，可見(jiàn)Q1的高隔離使陷波濾波器不會(huì)引入過(guò)大失配，與上述分析吻合.

1.2 有源陷波濾波器的尺寸優(yōu)化

有源陷波濾波器小信號(hào)等效圖如圖4所示，其中RLIR為電感LIR的寄生電阻，rgM1為晶體管M1的柵極寄生電阻，C5為可變電容.由小信號(hào)分析濾波器的輸入阻抗ZIN，filter為［9］

寄生電容Cpad略微影響輸入匹配.另一支路由電感、電容和等效電阻ωTLE組成，ωT為Q1截止頻率.令ωTLE為50Ω，并使電感與電容在工作點(diǎn)進(jìn)行諧振，可得諧振頻率為

圖3 LNA輸入回波損耗仿真結(jié)果Fig.3 Simulation results of input reflection loss in LNA

圖4 陷波濾波器小信號(hào)電路圖Fig.4 Small-signal circuit of notch filter

式（4）中電阻RLIR與rgM1是引起陷波網(wǎng)絡(luò)低性能的原因.不難看出，減小這兩項(xiàng)即可大大提高網(wǎng)絡(luò)品質(zhì)因子，而式（4）最后一項(xiàng)可以實(shí)現(xiàn)該功能：通過(guò)調(diào)節(jié)I5改變gmM1，進(jìn)而改變負(fù)阻以抵消正項(xiàng)，提高網(wǎng)絡(luò)Q值.由于該負(fù)項(xiàng)與頻率ω有關(guān)，為得到某一頻率下的最低阻值，需要通過(guò)調(diào)整可變電容C5來(lái)調(diào)節(jié)阻抗抵消頻點(diǎn).

雖然Kang等［3-4，8］也采用了有源濾波結(jié)構(gòu)，但均未對(duì)尺寸進(jìn)行優(yōu)化.本文提出新型優(yōu)化思路：對(duì)電感尺寸優(yōu)化降低RLIR，進(jìn)一步減小MOS跨導(dǎo)，降低功耗.首先采用Jenei公式［10］計(jì)算電感值LS：

式中：Lself為自感，M+與M—為正負(fù)互感，n為線圈圈數(shù)，w為線寬，s為線距，N i為常數(shù)，din為電感內(nèi)徑，l為線圈總長(zhǎng)，t為金屬厚度，μ0為真空磁導(dǎo)率.已知電感的品質(zhì)因子與寄生電阻呈反比，因此，求解鏡像頻率下最小RLIR可轉(zhuǎn)化為求解該頻點(diǎn)下的最大Q值.采用克隆算法［11］實(shí)現(xiàn)這一過(guò)程：首先對(duì)電感模型參數(shù)附加約束條件，并設(shè)定工藝參數(shù)和鏡像頻率，然后將線寬、線間距、圈數(shù)和螺旋線圈內(nèi)徑作為優(yōu)化變量，將max（Q）設(shè)為最終優(yōu)化的目標(biāo)函數(shù)，并結(jié)合L=C這一約束條件，求得

式中：λ為極大正數(shù)，在進(jìn)行算法優(yōu)化時(shí)，附加更多的約束條件可以使搜索空間減小，加快收斂速度.圖5為優(yōu)化后電感平面圖與HFSS設(shè)計(jì)的3D結(jié)構(gòu)圖.電感的尺寸被優(yōu)化到75μm×75μm，電阻阻值也得以優(yōu)化.在鏡像頻率下，電感的阻值從3.47Ω優(yōu)化到3.02Ω，品質(zhì)因子從3.19提高到3.64.

圖5 優(yōu)化電感的平面圖與三維圖Fig.5 3D structure and plan view of optimized inductor

1.3 有源陷波濾波器的功率與設(shè)計(jì)優(yōu)化

對(duì)濾波器功耗加以優(yōu)化.相較文獻(xiàn)［3］中的結(jié)構(gòu)，本電路額外引入C4，電感優(yōu)化使得式（4）中RLIR減小，雖然較小的gmM1即可實(shí)現(xiàn)式（4）的實(shí)部抵消，但是在鏡像頻率下負(fù)阻大于正值仍然會(huì)惡化網(wǎng)絡(luò)品質(zhì)因子，而引入C4則可以調(diào)整負(fù)阻，確保實(shí)部抵消.另外，若采用文獻(xiàn)［3］中的結(jié)構(gòu)，為維持鏡像頻點(diǎn)不變，減小電感值的同時(shí)必須增大CgsM1.這會(huì)增加功耗，與低功耗目標(biāo)背離，而C4可兼顧頻點(diǎn)與電阻抵消，增加設(shè)計(jì)靈活性.對(duì)此可令

聯(lián)立式（3）、（4）和（9），忽略pad的影響，令式（4）實(shí)部為0，可得阻抗Zin，filter及鏡像頻點(diǎn)fim、工作頻點(diǎn)fop的表達(dá)式如下：

相比SAW濾波器，片內(nèi)濾波器的性能略低，可增大鏡像頻率與工作頻率間隔以弱化對(duì)濾波網(wǎng)絡(luò)的性能要求，令鏡像頻率為3.5 GHz，式（12）除以式

（11），可得：

將式（13）代入式（12），進(jìn)一步簡(jiǎn)化可得：

若電路滿足式（13），式（12）就可簡(jiǎn)化使鏡像頻率和工作頻率僅與LIR和Ctotal有關(guān).而Ctotal與3個(gè)電容有關(guān)，在設(shè)計(jì)方面仍有困難，因此必須從功耗角度進(jìn)行優(yōu)化：采用尺寸和寬長(zhǎng)比小的M1降低功耗，減小CgsM1，令C4遠(yuǎn)大于該值（6倍以上），則式（9）可簡(jiǎn)化為

由于C4、C5必須同時(shí)確定鏡像頻點(diǎn)和實(shí)部調(diào)諧，應(yīng)仔細(xì)確定.已知Ctotal不變的情況下兩電容若有一值過(guò)于接近Ctotal，則另一電容值足夠大以滿足式（15），因此兩者不亦相差太遠(yuǎn)；又知C5以實(shí)現(xiàn)鏡像頻率的調(diào)諧功能，因而應(yīng)弱化其對(duì)負(fù)阻調(diào)整的貢獻(xiàn).令C4=0.57 p F，C5=2.1 p F，實(shí)現(xiàn)濾波器頻率和功耗的同時(shí)可調(diào)要求.

2 版圖和仿真結(jié)果

基于Jazz 0.18-μm SiGe BiCMOS 工 藝，對(duì)LNA版圖進(jìn)行提參仿真，如圖6所示.電路在提取寄生電阻R，電容C以及耦合電容CC的同時(shí)，采用sonnet仿真對(duì)互感、傳輸線效應(yīng)進(jìn)行估計(jì)，確保芯片仿真結(jié)果與實(shí)際結(jié)果最大程度上相符.芯片不帶pad面積為525μm×579μm，濾波器的尺寸約為170μm×200μm.所有元件均為片上實(shí)現(xiàn)，其中電容CDC，block=2 p F，C1=0.5 p F，C2=0.73 p F，C3=0.1 p F，C4=0.57 p F，C5=2.1 p F，Cload=1.8 p F，電

感LB=1.7 n H，LE=0.46 n H，LIR=1.96 n H，Lload=0.43 n H.晶體管Q1、Q2尺寸相同，均為10 μm／0.15μm，MOS管 M1為4×40μm／0.18μm.電路電壓為1.8V，總功耗為13 m W，基于功耗優(yōu)化，有源濾波器的功耗僅為0.57 m W.

圖7為電路各項(xiàng)仿真結(jié)果，其中圖7（a）和圖7（b）為陷波濾波器在不同電流I5下隨頻率變化的輸入角度值和阻抗幅.可以看出，不同電流下角度值變化不大，而為實(shí)現(xiàn)鏡像頻率下最優(yōu)阻抗，采用較大電流可以保證阻抗相消，當(dāng)I5=370μA時(shí)性能最優(yōu).圖7（c）為L(zhǎng)NA的各項(xiàng)S參數(shù)，其中輸入和輸出反射系數(shù)均小于-10 dB，滿足電路要求，增益方面鏡像頻率處出現(xiàn)較大的增益衰減，達(dá)到 -15.23 dB，而在工作頻段（5.2 G附近）可達(dá)18.52 dB.圖7（d）為L(zhǎng)NA的噪聲仿真結(jié)果，由于噪聲與系統(tǒng)靈敏度密切相關(guān)，并且在寬頻帶系統(tǒng)下LNA的噪聲一般要小于4 d B，需要所設(shè)計(jì)LNA在工作頻率下具有較小的噪聲系數(shù).由圖7（d）可知在鏡像頻率下，由于輸入信號(hào)的大幅衰減電路呈現(xiàn)較大的噪聲，而在工作頻段下噪聲為3.1～3.4dB，符合系統(tǒng)要求.電路的整體鏡像抑制比高達(dá)33 dB，實(shí)現(xiàn)了濾波器片內(nèi)集成下的優(yōu)良性能.圖7（d）～（f）分別為L(zhǎng)NA在fast和slow工藝角下的仿真結(jié)果，其中fast工藝角下電路的性能并沒(méi)有出現(xiàn)惡化，而增益甚至出現(xiàn)了提升；在slow工藝角下，電路的整體性能降低，表現(xiàn)為增益的降低和噪聲的增加，然而輸入和輸出匹配仍在整個(gè)頻段下小于-10 dB，滿足設(shè)計(jì)要求.圖7（g）為電路的線性性能仿真結(jié)果，可見(jiàn)電路在加入IR濾波器后仍能實(shí)現(xiàn)較好的線性性能，輸入3階交調(diào)點(diǎn)為-9.58 dBm.表1為近年來(lái)IR LNA與本電路的性能參數(shù)結(jié)果.

表1 IR LNA性能參數(shù)比較Tab.1 Performance comparisons of IR LNA

圖7 LNA仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of LNA

3 結(jié) 語(yǔ)

本文基于SiGe工藝設(shè)計(jì)了一款802.11a具有鏡像抑制功能的低噪聲放大器.該放大器滿足工作信號(hào)低噪聲放大的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了可觀的鏡頻抑制.本文提出片內(nèi)濾波網(wǎng)絡(luò)的尺寸和功耗優(yōu)化，進(jìn)行了相應(yīng)的理論分析和驗(yàn)證，未來(lái)的進(jìn)一步設(shè)計(jì)將集中在可自偏置的低溫漂型低噪聲放大器設(shè)計(jì).結(jié)果表明：該設(shè)計(jì)方法在確保輸入輸出匹配的前提下實(shí)現(xiàn)優(yōu)良性能，對(duì)未來(lái)的超外差型射頻接收機(jī)提供結(jié)構(gòu)創(chuàng)新和設(shè)計(jì)參考，具有很強(qiáng)的應(yīng)用價(jià)值.

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