單相電力電子負載啟動沖擊問題的研究

遼寧工業大學電子與信息工程學院 李光林 李 凱 趙 凱 熊 輝 蔡坤良

0 引言

伴隨節能與能源循環利用的大力推進，采用電力電子技術開發能饋式電力裝置具有重要的實際意義。近年來，單相電力電子負載已成為研究熱點之一。單相電力電子負載是一種適用于逆變器、UPS、發電機組等研究實驗與出廠測試的測試實驗設備。它通過模擬變換器模擬各種負載，通過并網變換器將能量回饋于電網，具有能耗低、容量小、產熱少、操作靈活簡單等優點，具有廣闊的應用前景。

單相電力電子負載主電路通常采用兩級PWM變換器，中間共用直流母線電容。因為此電容的存在，可對其進行分別控制。前級的負載變換器通過控制模擬側電流跟隨指令電流，實現各種負載的模擬。當模擬線性和峰值因數(PF)值較小的非線性負載時，控制器選用P控制器即可滿足要求[1-2]；當峰值因數(PF)值增大到一定程度時，P控制器不能滿足要求，需采用P+重復控制器[3-6]。單相PWM波調制方法有滯環調制、單極性調制、雙極性調制等，其中滯環調制頻率不固定，給選擇開關器件的選擇及濾波造成一定難度[4]。后級并網變換器一般采用帶鎖相環的電壓外環電流內環雙環反饋控制，而如何生成諧波較少的并網指令電流成為關鍵技術之一[7-8]。文獻[7]在并網側采用一種新型濾波器，這種濾波器先通過工頻陷波器將50Hz基波濾去，然后用濾波之前的電流減去濾波之后的電流作為設定電流。這種濾波器的工頻陷波器頻帶越窄，濾波效果越好，缺點是陷波器頻帶不能無限窄，且容易給并網電流造成相移，影響并網側的功率因數。文獻[8]不僅對比分析了物理濾波器與數字濾波器的優缺點，而且給出各種數字濾波器如低通濾波器、陷波器、均值濾波器、帶通濾波器在單相電力電子負載的表現及適用條件。然而，對單相電力電子負載啟動時的沖擊問題研究較少。

本文采用雙級PWM變換器主電路拓撲，前級變換器采用P控制器控制，后級采用帶鎖相環的雙環反饋控制，并采用陷波器減少并網電流的諧波。針對在電容充電期間電容側電壓波動較大、模擬側和并網側電流幅值較高的問題，提出了一種用改進后的設定值作為參考電壓的方法，并對系統拓撲進行了改進，以改善電容側電壓及模擬、并網兩側的電流在電容充電期間的沖擊問題。

1 系統拓撲和控制系統工作原理

單相電力電子負載主電路如圖1所示。圖中，u1為被試電源，如逆變器，UPS,發電機組等；u2為交流電網；r1、r2為模擬側、并網側等效內阻；L1與Ti(i=1,2,3,4)構成模擬PWM變換器；L2與Ti(i=5,6,7,8)構成并網PWM變換器；C為公共母線電容，使前、后級變換器可分別控制。

圖1 單相電力電子負載主電路

前級變換器的控制器采用單P環控制器，調制方法采用雙極性調制，控制框圖如圖2所示。iref由u1與需模擬負載特性求得，與i1作差后經P控制器與PWM發生器后生成PWM波，從而控制開關管通、斷，完成i1跟蹤iref的目的。

圖2 負載變換器控制框圖

后級變換器采用電壓外環、電流內環的雙環反饋控制，控制框圖如圖3所示。圖中100Hz陷波器用來濾去并網電流的3次諧波，使并網電流達到并網要求。而虛線框中的改進設定值環節用來改善電容電壓的設定值，是本文提出的一種新型控制方法。

圖3 并網變換器控制框圖

2 改進設定值的提出與實現

在圖1所示的單相電力電子負載中，當Udc小于u1、u2的峰值時，模擬變換器、并網變換器不可控，由u1、u2經二極管向電容C充電。當Udc增大到與u1、u2的峰值相等時，功率開關管Ti(i=1,2,…，8)可控。而傳統的電容電壓設定值Uref為一固定值，且高于u1、u2峰值的20%以上，會造成以下后果：

（1）由于Uref較大，模擬變換器與并網變換器須向公共電容提供更多能量，故i1、i2在一小段區間幅值很高，對功率開關管Ti(i=1,2,…，8)的耐流指標提出了較高要求。

（2）當功率開關管可控時，由于Uref＞Udc，經過圖3所示框圖后，生成的PWM波使T6、T7導通，u2向電容C充電，此時的i2幅值與諧波均較大，Udc迅速增加，導致對電容C的耐壓指標要求較高，且該段并網電流i2畸變較大。

（3）由于Udc升速較快，遠大于設定值Uref，Udc回調到Uref需較長的響應時間，且該段時間的電流i2諧波與幅值較大。

上述問題是由于功率開關管Ti(i=1,2,…，8)達到可控條件后，并網變換器側Uref與Udc做差，經PI控制器后生成較大的并網電流參考值i2ref引起的。要解決上述問題，需減小或避免生成較大且畸變的i2ref，有以下方法：

（1）圖3中的改進設定值環節用一階慣性環節實現，生成的Uref1在一段時間內隨指數上升。設一階慣性環節的時間常數為τ，選擇合適的τ值可明顯減小i2ref，但是τ值取值不當，會對系統造成不良影響：當τ較小時，改善效果不明顯，其中，τ=0時為傳統的固定電壓設定值；當τ較大時，電容電壓增大到一定范圍又開始跌落，也不利于系統的動態響應。

（2）使用不可控期間的電路模型，求出Udc在該期間的函數表達式，將其表達式作為在電容充電期間的設定值Uref1。但是，該表達式非常復雜，實現困難。

（3）在電容充電期間，用Udc的實際值作為參考值；在電容電壓升高到Uref后，取Uref為參考值。則：

當功率開關管Ti(i=1,2,…，8)達到可控條件后i2ref=0，模擬變換器可模擬工作，并向電容充電，但電容并不向電網回饋，電容電壓升高。當Udc升高到Uref后，取Uref為參考值。當Udc繼續增加時，電容開始向電網回饋能量。

本文采用第三種方法生成新的設定值Uref1。在Matlab/Simulink中，它由一個switch語句構成，當電容側電壓大于設定值時，取設定值為參考值；否則，取電容側電壓作為參考值。

3 基于改進設定值后的新型拓撲

基于改進設定值后的新型拓撲如圖4所示。圖中D9為堵塞二級管，防止u2向電容C充電。u3為系統充電時所用電源，當系統達到可控狀態時，切換到被測電源進行測試，用于降低充電時i1的幅值。

圖4 基于改進設定值后的新型拓撲

4 仿真驗證

為了驗證上述理論，本文使用Matlab/Simulink軟件對系統進行仿真。單相電力電子負載的主電路分別采用圖1和圖4所示，其中仿真參數為：u1、u2為50Hz、220V交流電，u3為50Hz、55V交流電，r1=r2=0.5Ω，L1=L2=2.5mH，C=2200uF。負載變換器控制電路如圖2所示，其中，模擬負載為10Ω。并網變換器控制電路如圖3所示，其中，電容電壓設定值Uref=400V。

采用基于改進設定值的新型拓撲的單相電力電子負載的仿真波形如圖5所示。由圖5可知，在電容充電期間，采用新型拓撲的單相電力電子負載的模擬側電流i1電流峰值很小，在充電電源較小時，其值可以不大于正常工作時的模擬電流；并網側電流i2只有漏電流，諧波較小；電容電壓的最大值很小；綜上，采用新方法可較好的解決單相電力電子負載的啟動沖擊問題。缺點是啟動時間相對較長。

圖5 采用基于改進設定值的新型拓撲的仿真波形

5 結論

本文首先提出了一種改進設定值的方案，并將其應用在單相電力電子負載中。其次，在采用改進設定值后，對原電路拓撲進行了改進。最后，對上述理論進行了仿真驗證。結果表明，與傳統方法相比，新型的單相電力電子負載能較好解決啟動的沖擊問題，且便于工程實踐，是一種有效方法。

[1]李芬,鄒旭東,王成智,等.基于雙PWM變換器的交流電子負載研究[J].高電壓技術,2008,34(5):930-934.

[2]黃朝霞,鄒云屏,王成智.基于PI控制的電力電子負載[J].高電壓技術,2009,35(6):1451-1456.

[3]黃朝霞,鄒旭東,童力,等.電能回饋型負載電流模擬器非線性負載模擬研究[J].電工技術學報,2014, 29(10):276-285.

[4]王成智.單相電力電子負載研究與設計[D].武漢: 華中科技大學博士學位論文,2008.

[5]王少坤.一種能量回饋型交流電子負載重復控制策略[J].電工電氣,2014(1):7-10.

[6]王成智,鄒旭東,許贇,等.采用改進重復控制的大功率電力電子負載[J].中國電機工程學報,2009,29(12):1-9.

[7]李芬.單相背靠背綠色節能試驗系統關鍵技術研究[D].武漢:華中科技大學博士學位論文,2010.

[8]黃朝霞.單相電力電子負載關鍵技術研究[D].華中科技大學博士學位論文,2012.