電網諧波產生高電壓工況下三電平變流器的諧波電流抑制

趙 宇，張 建，劉 剛，高亞春，李 龍，劉海旭(.許繼柔性輸電系統公司，河南 許昌 46000；.許繼風電科技有限公司，河南 許昌 46000；. 國網新能源張家口風光儲示范電站有限公司，河北 張家口 075000)

電網諧波產生高電壓工況下三電平變流器的諧波電流抑制

趙 宇1，張 建1，劉 剛1，高亞春2，李 龍3，劉海旭3
(1.許繼柔性輸電系統公司，河南 許昌 461000；2.許繼風電科技有限公司，河南 許昌 461000；3. 國網新能源張家口風光儲示范電站有限公司，河北 張家口 075000)

介紹了中點鉗位型三電平變流器的數學模型，分析了電網諧波條件下變流器諧波電流產生的原理。提出一種新型電網諧波下三電平變流器的諧波電流抑制方案，該方案采用α-β正負序解耦計算電網電壓基波前饋項，采用d-q正負序解耦進行電流閉環控制，并引入電網電壓諧波經P調節器作為電壓前饋項疊加至基波調制波進行諧波電流抑制。Matlab仿真表明，所提控制策略比傳統的d-q正負序解耦控制，明顯改善了諧波電流含量。

三電平變流器；諧波電流抑制；正負序解耦；電壓前饋

0 引 言

近年來，隨著新能源發展的興起，中國風力發電裝機容量達到世界第一。由于中國風電多采用大規模、集中式分布，風電機組的頻繁投切、控制系統不穩定等現象均會對電網產生擾動，常發故障表現為電網諧波大、過欠壓波動。下面研究電網諧波產生過壓條件下，三電平風電變流器的控制運行。

目前針對電網低次諧波下PWM變流器的控制，取得了不少的研究成果。這些方案主要分為兩大類：①改進電流環控制方案，在α-β、d-q坐標系下進行正負序解耦，對諧波電流進行抑制[1-3]，但這些方案都是單獨在α-β或單獨在d-q坐標系下進行正負序解耦。②對諧波電壓擾動直接采集控制，通過采集電網電壓的諧波分量經過P調節器作為前饋項，疊加至基波調制波以消除諧波電流[4]。

α-β正負序解耦采用帶通濾波器，在采集電壓、電流時，能夠較好地分離諧波分量，缺點是電流作為控制回路(采用PR控制器)損失了較大的帶寬，容易引起超調大且響應速度慢[5]。d-q正負序解耦采用低通濾波器，采集電壓、電流時能夠獲取帶寬較大的電壓、電流，但卻只能對正負序基波分量進行分離，無法分離諧波分量。

以三電平變流器為研究對象，綜合α-β、d-q正負序解耦的優點，對傳統的d-q正負序解耦控制進行改進，提出一種新穎的諧波電流抑制方案：①舍棄傳統的d-q正負序解耦下計算電網基波的算法，改用α-β正負序解耦下獲取較精確的電網電壓基波，但仍在d-q正負序解耦下對電流環控制，以獲取較寬的控制帶寬。②同時，使用帶通濾波器采集電網電壓諧波分量，再通過P調節器疊加至基波調制波以消除諧波電流。

此方案的特點是，比α-β正負序解耦的電流控制帶寬大，同時又降低了d-q正負序解耦諧波電壓分量。Matlab仿真表明，此控制策略比傳統的d-q正負序解耦控制，大大降低了諧波電流含量。

1 NPC三電平變流器的原理

1.1 NPC三電平變流器的數學模型

NPC三電平PWM變流器在abc靜止坐標系下的數學模型為

Ldiadt=usa-iaR-uca
Ldibdt=usb-ibR-ucb
Ldicdt=usc-icR-ucc

(1)

式中，L、R為等效阻抗；us為電網側電壓；uc為三電平變流器交流側電壓。

圖1 三電平PWM變流器的等效電路圖

1.2 三電平變流器的常用控制策略

1.2.1d-q正負序解耦控制

d-q正負序解耦控制采用park變換得到正負序電壓、電流分量，并對d-q軸電流進行閉環控制，特點是對諧波分量無法進行抑制[6]。

如圖2所示，根據式(2)可得到的消除2倍頻諧波的正負序分量。

(2)

圖2 d-q正負序解耦原理圖

圖2中的LPF濾波為：F(S)=1/TSS+1。式中，TS=1/δω0；ω0為電壓基頻；δ為常數，取δ=0.707。

以下對正序d-q控制做簡介。

對式(1)進行3s/2r(三相靜止到兩相旋轉)坐標變換，可得三電平變流器在兩相同步旋轉d-q坐標系下的數學模型。

Ldiddt=-Rid+ωLiq+usd-ud
Ldiqdt=-Riq-ωLid+usq-uq

(3)

式中，ud、uq為變流器交流側電壓的d、q軸分量；usd、usq為電網電壓的d、q軸分量。

將同步旋轉坐標系的d軸定向于電網電壓矢量us的方向上，則d軸表示有功分量參考軸，而q軸表示無功分量參考軸。

將式(3)改寫為

(4)

式中，

Δuq=-ωLid

(5)

1.2.2 α-β正負序解耦控制

α-β正負序解耦采用Clarke變換得到正負序電壓、電流分量，并對α-β軸電流進行閉環控制。

以下介紹采用復數濾波器(CCF)，即采用正序諧振(PSDR)控制器、負序諧振(NSDR)控制器對正負序分量進行解耦。

正負序諧振控制器如式(6)所示。

GPSDR(S)=kiωcs-jω0+ωc
GNSDR(S)=kiωcs+jω0+ωc

(6)

式中，ω0為諧振頻率，取為電網電壓基頻；ωc為截止頻率；ki為增益系數。取ωc=300rad/s，ki=1.1。

如圖3所示，根據式(7)可得到的諧振控制器的正負序分量。

uα+β+=ωcuαβ-ωcuαβ+jω0uαβs
uα-β-=ωcuαβ-ωcuαβ+jω0uαβs

(7)

式中，uαβ為輸入電網電壓矢量；uα+β+與Uα-β-分別為正序與負序諧振控制器的電壓分量。

圖3 α-β正負序解耦原理圖

通過α-β正負序解耦，可以減少d-q坐標變換，電流環控制則常在α-β坐標系下進行比例諧振(PR)控制。但PR控制器僅能對基頻附近的帶寬進行較好的控制，對基頻以外的擾動控制效果較差，且PR的積分運算時間較長，易造成超調大、響應慢。

2 三電平變流器的諧波電流抑制策略

2.1 電網諧波下諧波電流產生的機理

2.1.1 d-q正負序解耦控制

d-q正負序解耦控制，會在電網發生諧波下會產生較大的諧波電流。

對于d-q正負序基波電壓下的式(4)，疊加上諧波電壓、電流條件可表達為

ud=ud-base+(-ωLiqn+usdn)+pidn
uq=uq-base+(-ωLidn+usqn)+piqn

(8)

式中，ud、uq為變流器交流側d-q電壓；ud-base、uq-base為變流器交流側基波電壓d-q分量；udn、uqn為d-q變換后采集的諧波電壓；idn、iqn為諧波電流；pidn、piqn為PI控制諧波電流時產生的諧波電壓。

由式(8)可見，諧波電流由3部分組成。

(1)網諧波電壓在三相負載RL上直接產生的諧波電流，iqn1=udn/ωnL，idn1=-uqn/ωnL。

(2)d-q正負序解耦得到的電壓前饋項與電流解耦項，形成新的諧波電壓分量，即式(8)中的-ωLiqn+usdn、-ωLidn+usqn，會產生諧波電流idn2、iqn2。

(3)PI控制器輸出了諧波電壓，即式(8)中的pidn、piqn，會產生諧波電流idn3、iqn3，比較小可以忽略不計。具體解釋如圖4。

根據3.1節的PI參數，其Bode圖如圖4所示。

圖4 PI控制器的伯德圖

PI控制器從低帶寬到高帶寬呈衰減趨勢，在307/2/pi=48.8Hz基本穩定于-13.6db。說明PI能夠對48.8Hz的輸入產生增益并進行控制，無法對大于48.8Hz的諧波電流進行有效控制。

2.1.2 α-β正負序解耦控制

α-β正負序解耦控制，在電網發生諧波下會產生較大的諧波電流，其諧波電流包括如下兩部分。

(1)α-β正負序解耦控制，雖然能夠較好地濾除諧波電壓、電流分量，解耦變換未引起新的諧波電壓，但是也無法對電網諧波電壓、電流進行采樣、控制。

(2)PR控制器無法對基頻外的諧波電流進行控制。常見的PR控制器的Bode圖如圖5所示。

圖5 PR控制器的伯德圖

PR控制器在基頻處的增益最大，在非基頻處的增益非常小。說明PR控制器能夠對50Hz的輸入產生增益并進行控制，但無法有效抑制電網非基頻處的諧波。

α-β正負序解耦控制下，其諧波電流主要是由電網諧波電壓在等效三相負載RL上產生的諧波電流。

2.2 改進d-q正負序解耦的諧波控制方案

綜合了α-β、d-q正負序解耦控制、諧波電壓前饋補償三種技術，提出一種改進d-q正負序解耦的諧波電流抑制方案，如圖6所示。

圖6 諧波電流抑制方案框圖

(1)按照圖3原理使用α-β正負序解耦控制，獲得電壓正負序基波分量、相角。

(2)按照圖2的原理使用d-q正負序解耦控制，獲得電流分量并進行閉環控制。

(3)經過(1)、(2)控制諧波電流只剩下電網電壓諧波產生的分量，采用諧波電壓前饋補償技術，引入電壓前饋項經P調節器，進行諧波電流抑制[7-9]。

3 仿真研究

3.1 仿真參數

此三電平變流器的系統參數如下。

電網線電壓3 kV(RMS)，頻率50 Hz，等效電阻R=0.03 Ω。LCL濾波器，Lg=1 mH，Lcon=0.5 mH，C=80 μF。直流母線電容C1=C2=1 200 μF，電壓指令Udc*=5 400 V。額定電流Ie=577 A(RMS)。開關頻率fs=200 Hz。PI參數，Kp=0.5，Ki=12。

3.2 仿真結果

3.2.1 傳統d-q正負序解耦控制

以下采用d-q正負序解耦控制，采用標幺化方法，利用Matlab進行仿真分析。

傳統d-q正負序解耦，在采集電網電壓基波、變流器電流時，均采用d-q正負序解耦，造成無法抑制電網電壓中諧波分量的后果。

圖7 傳統方法采集的電網電壓正序d-q分量

圖7中，在t=1 s前電網無諧波，在t=1 s后注入7%的7次電壓諧波分量。采集的電網電壓正序d-q分量出現0.07左右的8次諧波分量，無法消除電網中的諧波分量。

圖8中，在t=1 s，電網電壓注入7次諧波，變流器交流側輸出的ud、uq電壓含有8次諧波在0.1左右，參見式(8)。

圖8 傳統方法變流器交流側輸出的正序d-q電壓

圖9 傳統方法輸出的A相電流

圖10 傳統方法輸出A相電流的THD

圖9、圖10中，在t=1 s，電網電壓注入7次諧波， 變流器輸出電流產生7次諧波電流，THD=15.34%，無法滿足電流THD<5%的標準。

3.2.2 改進d-q正負序解耦的諧波控制方案

采用2.2節改進d-q正負序解耦的諧波抑制方案，得到的仿真波形如下。

圖11 改進方案采集的電網電壓正序d-q分量

圖11中，在電網電壓注入7%的7次諧波下，采用α-β正負序解耦，采集的電網電壓正序d-q分量只出現0.012的8次諧波分量，能夠較好地濾除諧波分量。

圖12 改建方案變流器交流側輸出的正序d-q電壓

圖12中，在t=1 s，電網電壓注入7次諧波，變流器交流側輸出的電壓含有8次諧波0.02左右，說明新控制方案減小了交流側調制波的諧波分量。

圖13 改進方案輸出的A相電流

圖14 改進方案輸出A相電流的THD

圖13、圖14顯示，采用所提改進方案，t=1 s后電網注入7%的7次電壓諧波，變流器電流有所波動，電流THD = 4.68%。相比傳統d-q正負序解耦控制的電流THD=15.34%，新控制方案大大減小了諧波電流含量。

4 結 論

針對目前應用廣泛的三電平變流器，進行了電網諧波電壓下的數學模型分析。對傳統d-q正負序解耦控制進行改進，提出一種全新的諧波電流抑制方案。該方案使用α-β正負序解耦獲取帶寬較窄的電網電壓基波，采用d-q解耦進行帶寬較大的電流閉環控制，采用諧波電壓前饋補償技術，經P調節器進行諧波電流抑制，既可以消除電網電壓諧波分量，又保證了電流環的控制帶寬。

該方案涉及到多種坐標系復合應用技術、電網電壓帶寬與電流帶寬各不相同條件下的平滑控制，更深入的控制器設計(例如可采用重復控制器進行電流環的進一步優化)、解耦過程中濾波器的選擇對控制性能的影響等，都十分具有研究空間。

通過仿真表明，所提方案比傳統的d-q正負序解耦控制大大降低了諧波電流含量，并且算法工作量比單獨提取特定次諧波電流控制方案大大減小，具有發展潛力。

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The mathematical model of three-level neutral-point-clamped converter is introduced, and the theory of harmonic current generated by harmonic grid voltage is analyzed. A novel harmonic current suppression strategy is proposed. The strategy useα-βpositive and negative sequence decoupling to calculate the fundamental component of grid voltage, used-qpositive and negative sequence decoupling to control current loop, and use harmonic grid voltage through P controller to suppress harmonic current. The feasibility of this strategy is analyzed by Matlab simulation. Compared with the traditionald-qdecoupling control, the simulation of the proposed control strategy significantly improves the harmonic current.

three-level converter; harmonic current suppression; positive and negative sequence decoupling; feed-forward of voltage

TM761

A

1003-6954(2015)02-0026-06

2014-11-10)

趙 宇(1985)，碩士，工程師，研究方向為大功率變流器技術；

張 建(1957)，高級工程師，從事高壓直流輸電換流閥與SVG產品開發；

劉 剛(1972)，碩士，高級工程師，從事大功率變流器系統方案與控制設計。