串聯鋰電池組分層均衡設計

張彥會，孟祥虎，肖 婷，張 斌

(廣西科技大學 a.廣西汽車零部件與整車技術重點實驗室；b.汽車與交通學院，廣西 柳州 545006)

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串聯鋰電池組分層均衡設計

張彥會a，孟祥虎b，肖 婷b，張 斌b

(廣西科技大學 a.廣西汽車零部件與整車技術重點實驗室；b.汽車與交通學院，廣西 柳州 545006)

針對現有電感均衡方法，只能在相鄰電池間進行均衡且均衡時間較長，采用基于電感和庫克電路相結合的均衡方法，設計了一種分層式的鋰電池組均衡結構。該分層均衡方法能夠在內層單體電池間均衡的同時，與其他層之間進行均衡，從而增多了均衡的路徑，縮短了均衡時間。相關的仿真及試驗結果表明：設計的分層式鋰電池組均衡方法在仿真時間上比傳統電感均衡減少20%，且均衡后電壓分布更為集中。

鋰電池組；均衡；分層電路；仿真

0 引言

目前，國內外學者對鋰電池組均衡技術采用的方法大致分為能耗型均衡和非能耗型均衡[1]。能耗型均衡主要為電阻放電式均衡[1-2]，此種均衡結構簡單，但它是以消耗電量、產生熱量為代價換取電池組的整體均衡，均衡效率較低且熱量不好控制。非能耗型均衡主要為電感式均衡、電容式均衡和變壓器型均衡。電感式均衡[3-4]所需元件成本低，并且擴展方便，但傳統的開關電感式電路只能在相鄰的電池間進行均衡，若相鄰電壓差較低時，均衡效率過低。電容式均衡[5]控制簡單、容易實現，但是由于電容充放電時間與電壓壓差有關，在壓差過小時同樣使得均衡時間較長，均衡效率低，同時電容器件在過熱環境下存在安全問題。對于變壓器型均衡電路[6]，均衡電流較大，均衡效率高，但是多繞組變壓器的設計復雜、體積較大，而且需要根據不同的蓄電池單體數量改變繞組的個數，不利于拓展。另外，變壓器式均衡電路普遍存在的問題是產生磁飽和現象，存在安全隱患，因此需要嚴格地控制時序。

綜合上述均衡方法的優缺點[7-8]，本文提出一種分層電感均衡電路。首先，該均衡電路是一種分層式的結構，不僅可以在相鄰的電池均衡，而且相隔的電池間也可以均衡，拓展了均衡路徑；其次，在分層均衡電路的選擇匹配上采用兩種不同的均衡形式，可以更好地適應不同工況下的電池均衡，提高了均衡效率[9]。

1 分層電感均衡電路拓撲結構

分層電感均衡電路拓撲結構如圖1所示。圖1中，Q1～Q14為實現均衡控制的場效應管(metal-oxide-semiconductor filed effect transistor,MOSFET);D1～D14為續流二極管;R1～R4為防止電感磁飽和的放電電阻;L1～L10為均衡電感;C1～C3為外層均衡電容;B1、B2、R1、L1、Q1、Q2、D1、D2為一個內層結構，B3、B4、B5、B6、B7、B8也有類似結構；B1、B2、B3、B4、L5、L6、Q9、Q10、D9、D10、C1為一個外層結構，B5、B6、B7、B8也有類似結構。其基本均衡原理如下：通過脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM)對場效應管的控制，完成相鄰間電感的儲能放能這一過程，達到電池的內層均衡；在電池兩兩內層均衡的同時，檢測相隔電池組之間的電壓壓差用以判斷是否需要均衡，然后進行外層均衡。

1.1 內層電路均衡分析

內層電路均衡包括電感的充電儲能和電感的放電均衡兩個過程，從而將電壓高的電池能量轉移給低電壓的電池。工作原理如圖2所示。

圖1 分層電感均衡電路拓撲結構

圖2 內層電路均衡過程分析

假設電池1的電壓為VB1，電池2的電壓為VB2，且VB1>VB2，流過電感的電流為i1，R0為電路等效電阻，通過PWM控制開關Q1閉合，Q2斷開。此時電流流經的器件有R0、L1，電感L1儲存能量，電流流向如圖2a所示。由基爾霍夫電壓定律得：

(1)

當開關Q1斷開，Q2斷開時，D2被動導通，設電壓為Vf，L1、B2、R0、R2構成放電回路給電池B2進行充電，電流方向如圖2b所示。同理由基爾霍夫電壓定律得：

(2)

求得：

由以上式子可以看出：能量轉移的時間與D2的兩端電壓有關，當Vf大于D2的正向導通電壓時，則進行能量的轉移；反之，當Vf小于D2的正向導通電壓時，電流形成不了回路，完成能量轉移的過程。

同理，當VB2>VB1時，能量轉移是通過控制Q2來實現的，能量從VB2轉移到VB1。

1.2 外層電路均衡分析

取前4節電池為例，當內層電路均衡的同時，若檢測VB1+VB2>VB3+VB4，為簡化分析過程，設VB1和VB2的電壓誤差在一定范圍內不進行均衡，VB3和VB4的電壓誤差在一定范圍內也不進行均衡，此時Q1、Q2、Q3、Q4都是斷開的，近似認為VB1=VB2，類似的VB3=VB4。此時進行外層均衡，設D為PWM的占空比，Ts為MOSFET開關管周期，導通期Ton=DTS，MOSFET開關管截止期Toff=(1-D)TS，電池能量的儲存和轉移在兩個電流環路導通、關閉時段進行，具體過程如圖3所示。

(a) 能量存儲過程 (b) 能量轉移過程

圖3 外層電路均衡工作原理

在Ton期間，由于VB1+VB2>VB3+VB4，控制Q9導通，Q10斷開，此時電池B1和電池B2一起給電感L5充電，輸入電流流經iL5，使電感儲能，電容C1的放電電流iL6使L6儲能。 在Ton段(0≤t≤Ton)，如圖3a所示。

對電感L5：

VL5(t)= 2VB1，iL5(0)=I0；

(3)

(4)

對電感L6：

VL6(t)=VC1-2VB3，iL6(0)=I0，VC1(0)=2VB1+2VB3；

(5)

(6)

在Toff段( Toff≤t≤TS)，如圖3b所示。PWM控制Q9斷開，Q10斷開，二極管D10被動導通，這時輸入電流和L5的釋能電流i5給C1充電，同時L6的釋放存儲的能量給電池B3和B4一起充電，從而完成能量的轉移過程。

同理，對電感L5：VL5(t)= 2VB1-VC1，iL5(Ton)=Ip，VC1(Ton)=2VB1+2VB3；

(7)

(8)

對電感L6：

VL6(t)=-2VB3，iL6(Ton)=Ip；

(9)

(10)

電路達到穩態時，電感元件達到電量平衡，有：

iL5(t)Toff=iL6(t)Ton。

(11)

可以計算出電感L5和電感L6的平均電流：

(12)

(13)

由此可見：這個電路在Ton和Toff期間，L4和L5的電流基本上是恒定的，電容C1是能量的傳遞元件。

2 均衡電路主要參數設計

2.1 MOSFET開關管頻率

開關頻率的選擇由經驗公式可得：

(14)

其中：f為開關管頻率；RQ為MOSFET導通時的等效內阻，RQ=20 mΩ;CQ為MOSFET導通時的電容，CQ=500 μF。得出開關管的頻率f=10 kHz。

2.2 儲能電感的設計

由于電感值越大，產生的電流紋波越小，但過大的時候又會使電感的響應速度變慢，本文選取在紋波電流最大的情況下計算電感的值。由經驗公式可得：

(15)

其中：V為電池電壓的最大值，為4 V；D為MOSFET開關管的占空比，為50%；IL為電感設計的最大均衡電流值，取2 A。計算可得L=250 μF。

2.3 能量傳遞電容的設計

電容在外層均衡中主要起到能量傳遞的作用，故在連續導通(continuous conduction mode,CCM)工作模式下對其進行設計，由經驗公式可得：

(16)

其中：VO為輸出電壓；T為MOSFET開關管的導通周期；D為MOSFET開關管的占空比；△VO為電路紋波電壓。通過計算得C=0.7 μF，又

(17)

其中：△VO為電路紋波電壓；△IO為電路紋波電流；ESRmax為電容的最大等效阻抗，算出ESRmax=2 mΩ。

3 分層電感均衡電路電壓的仿真

采用Matlab/Simulink對分層電感均衡電路進行建模。對于脈沖寬度調制控制部分要求場效應功率開關管輪流導通和關閉，實現能量的轉移過程。為驗證此種模型均衡效果的有效性，對分層電感均衡和電感均衡的均衡效果進行了仿真對比。仿真參數設置如下：單體電壓電池VB1=4.000 V，VB2=3.990 V，VB3=3.980 V，VB4=3.970 V，VB5=3.960 V，VB6=3.950 V，VB7=3.994 V，VB8=3.972 V;電感值為250 μH;電容值為0.7 μF;等效阻抗ESR為0.002 Ω;方波占空比為50%;仿真時間為1.8 ms。得到仿真電壓均衡波形圖如圖4和圖5所示。

圖4 8節電池分層電感電壓均衡波形圖 圖5 8節電池傳統電感電壓均衡波形圖

由圖4和圖5可知：分層電路均衡仿真大約在1.4 ms時完成，電感均衡仿真大約在1.6 ms時完成，分層電感均衡的時間優于傳統電感均衡時間；從脈動波紋效果來看，分層均衡電路的電壓脈動波紋比電感均衡時的小，波紋最明顯的是與電壓為3.972 V電池電壓均衡曲線的對比；從均衡效果上看，分層均衡電路均衡電壓曲線比較集中，電感電池均衡存在一定的分階情況，說明分層均衡電路均衡效果優于電感電路。

4 試驗測試

本文選取18650鋰離子電池[10]進行試驗測試，電池容量為2 000 mAh，標準電壓為4.0 V，過充電壓為4.2 V，放電截止電壓為2.7 V。用到的試驗設備有DP832直流電源、DS612數字示波器、萬用表、均衡電路板等。2組8節電池串聯在一起，1組用分層電感法進行均衡，另外1組用傳統電感法進行均衡[11]。均衡依據是盡可能地使各個電池電壓達到電池組的平均電壓值，經計算平均電壓為3.950 V。每隔10 min記錄均衡過程中各個電池的電壓分布情況，直至各個電池的端電壓穩定在一個誤差范圍內，即電池電壓上下波動不超過0.015 V，可認為電池組均衡結束，電池達到完全均衡，記錄到達均衡截止的時間，如表1和表2所示。

表1 8節電池分層電感電壓均衡試驗數據

表2 8節電池傳統電感電壓均衡試驗數據

對比表1和表2的試驗數據可以得出：分層電感均衡時間為80 min，傳統電感均衡時間為100 min，在時間上節省了約20%；從均衡截止的電壓分布方面來看，分層電感均衡電路電池電壓均衡后極限壓差為0.022 V，傳統電感均衡電路電池電壓均衡后極限壓差為0.035 V，說明分層電感電路均衡電壓分布密集性優于傳統電感電路均衡電壓分布。

5 結論

結合了電感均衡和庫克電路均衡的特點，設計了一種分層均衡電路，分析了其能量轉移的工作原理后，進行仿真驗證。在均衡時間方面，分層均衡電路均衡時間短于電感均衡電路。在脈動波紋方面，分層均衡電路產生的脈動波紋小于電感均衡。在均衡效果方面，分層均衡電路均衡電壓曲線比電感電路均衡電壓曲線密集性好，并通過試驗驗證了本文提出的分層均衡電路與電感均衡電路相比，可以提高均衡速度，優化均衡效果。

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廣西自然科學基金項目(2011GXNSFA018033);廣西重點實驗室開放課題基金項目(2014KFZD02)

張彥會(1974-),男,河南南陽人,副教授,博士,主要研究方向為汽車動力學和汽車電子控制技術.

2015-04-17

1672-6871(2015)06-0035-05

TM912

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