一種高速、高壓PIN開關驅動器的設計

汪 亮，高火濤，譚 瑩，張華君

(武漢大學電子信息學院，武漢 430072)

0 引言

PIN二極管開關具有高速、高功率的特點，廣泛應用在通信對抗、通信等電子系統中，代替機械式開關，承擔不同通道之間的高速切換任務[1]。小信號PIN開關的切換速度可以做到納秒級，開關頻率也可以做得很高;大功率開關由于受到驅動器的限制，開關的切換時間往往很慢，一般達20 μs～50 μs。國外 PIN 二極管開關的研制起步早，市場上成熟的產品較多。在大功率半導體開關領域，美國Comtech PST Corp的產品性能比較突出，產品的頻率范圍涵蓋高頻、射頻和微波，產品功率從15 W～4 000 W不等。高頻段方面，該公司提供了一款大功率PIN二極管開關HH20-021，它的使用頻率范圍是1.5 MHz～30 MHz，輸入功率達1000 W，切換速度達50μs，開關最大工作頻率可達2 kHz。國內PIN二極管開關的研究起步晚，市場上成熟的產品少，對于不同的應用場合，需要自行設計PIN二極管收發開關，PIN開關驅動器是高頻大功率開關設計的難點之一。

本文所設計的驅動器對應的天線收發開關，應用于高頻雷達領域[2]，天線的工作頻率為2 MHz～30 MHz。開關要求切換速度低于10 μs，工作頻率達2 kHz，承受功率達300 W。目前，在國內外找不到符合要求的產品，需要重新設計合適的開關驅動器。

1 驅動器電路原理與分析

驅動器的輸入端通常接入晶體管-晶體管邏輯(TTL)控制電平(邏輯1=+5 V;邏輯0=0 V)，輸出端電壓受輸入端控制，可實現兩種極性的直流電壓的切換。通過開關電路的功率到電壓的換算，在開關截止時，驅動器需要輸出240 V的反向截止電壓，在開關導通時，驅動器需要輸出-12 V的正向導通電壓。根據以上要求，可以采用三極管互補對稱電路[3]來實現驅動器的設計。驅動器的電路原理圖如圖1所示，TP為TTL控制信號接入點，B1為驅動器輸出點，7404在電路中起波形整形的作用，將不規則的輸入波形整形為方波，MC1488為電平轉換器，將TTL電平轉換成RS232電平(邏輯1=-3 V～-15 V;邏輯0=+3 V～+15 V)，用來驅動下一級的三極管。在電路中Q1、Q2、Q4為耐高壓的三極管，Q3為普通三極管。當TP為高電平時，Q1導通，Q2飽和，Q3和Q4截止，B1輸出240 V截止電壓;當TP為低電平時，Q1和Q2截止，Q3和Q4飽和，B1輸出-12 V導通電壓。

圖1 驅動器電路原理圖

在驅動器的設計中，三極管工作點非常重要，三極管是否工作在飽和區，可以通過基極電流Ib和集電極飽和電流Ic(sat)的關系來確定。硅管類的三極管發射結的導通電壓Vbe一般為0.6 V，當圖1中Q2工作在飽和狀態時，設B1處接入的負載為Rc，那么Ic(sat)大小可由式(1)近似求得，Ib可由式(2)來計算。當Ib和Ic(sat)滿足式(3)時，Q2工作在飽和區，式中β為三極管直流電流增益。實際應用中，R3通常取10 K左右，由式(1)～式(3)可得R2的取值范圍，見式(4)，確定R2、R3的阻值后，Q2的工作點就可以確定了。

在電路實測過程中，本驅動器存在兩大問題:第一，電路工作不穩定，開關工作時帶有很明顯的電流沖擊聲，三極管Q2發熱嚴重很容易燒壞，另外驅動器工作頻率很低，只有1 kHz左右;第二，輸出端的電平切換速度很慢，尤其反映在開關的截止時間上。要想克服以上問題，必須將電路加以改進。

2 改進型驅動器電路

經分析可知，問題一產生的原因是:當TP下跳沿來臨，Q2由飽和狀態切換為截止，Q4由截止狀態切換為飽和，因為Q2、Q4的工作電壓不對稱，它們切換狀態所需的時間不同，所以Q2在Q4飽和前還沒來得及截止，此時Q2內部會產生很大的電流沖擊，這種電流沖擊對電路是有害的，是造成電路不穩定的主要原因。第二個問題產生的原因是:Q2由截止切換至飽和時，基極電流太小，Q2無法快速進入飽和狀態，導致了驅動器切換速度過慢。

電路的具體解決方案是:在驅動電路前級加入延時電路，讓Q4的切換時刻滯后，這樣Q2內部就不會有電流沖擊，從而解決電路穩定的問題。要想調節Q2基極電流有兩種方法:方法一是調節三極管Q2基極和集電極的限流電阻，加快PN結充放電時間，縮短Q2進入飽和所需的時間，從而改善驅動切換速度;方法二是加入加速電容。圖2為改進后的驅動器電路原理圖。在實際測試中僅僅調節Q2基極和集電極的限流電阻，不能明顯改善驅動器的切換速度，在R2上并聯一個加速電容[4]后，可以很好地改善驅動器切換速度。

圖2 改進后驅動器電路原理圖

2.1 延時電路的原理

延時電路原理圖如圖2所示，電路通過RC電路實現輸入信號的延時，利用二極管的單項導通特性來實現不同時段的延時[5]，電路中O、A、B三點的時延關系如圖3所示。當O點上調沿來臨時，D2導通D1截止，此時D2和R8的并聯電阻非常小，D1與R7的并聯電阻接近R7，C2比C1的充電速度更快，B點比A點更快到達高電平。當O點下降沿來臨時，D1導通D2截止，此時D1和R7的并聯電阻非常小，D2與R8的并聯電阻接近R8，C1比C2的充電速度更快，A點比B點更快到達高電平。

圖3 O、A、B三點的時序關系圖

在O點波形上跳沿時，根據相關電路原理，A點電壓變化滿足式(5)。假設初始條件VA(0)=0，可解A點電壓的表達式見式(6)，式中R7與C1乘積為時間常數τ1，通過改變R7或者C1，可以達到調節O點上升沿時刻A點對應的延時。同理，當O點由VH跳變為低電平時，A點波形基本無時延，而VB的電壓滿足式(7)，通過調節R8或者C2，可以調節O點下降沿時刻B點對應的延時τ2。加入延時電路后，消除了Q2在狀態切換時內部產生的電流沖擊，從而解決了電路的穩定性問題。

2.2 加速電路

如圖4所示，驅動器的輸出端波形在時間上往往滯后于輸入端的控制信號，這一現象稱作驅動器的脈沖響應[4]。圖中tPLH為截止時間，tPHL為導通時間，它們反映了驅動器的響應速度。td為線路延時時間，通常比較小。tr與tf分別為輸出波形的上升、下降時間，它們取決于晶體管的特征頻率fT，還與晶體管工作點有關。ts為存儲時間，由三極管存儲效應引起，與晶體管工作點有關。在晶體管共發射極應用時，tr、tf、ts可由式(9)～式(11)來確定。

圖4 驅動電路的脈沖響應

式中:k1、k2、k3是與晶體管放大系數、截止頻率有關的常數;IBF為晶體管基極電流;IBR為晶體管反向基極電流;ICS為集電極電流;hFE為晶體管共射級的電流放大系數。分析可知，tr與IBF成反比，tf與IBR成反比，ts與IBR成反比與IBF成正比。要想提高驅動器的響應速度，必須合理地增大晶體管的IBF和IBR，最直接的辦法就是減小基極限流電阻。但在實際測試中，減小基極限流電阻對響應速度的改善不是很明顯，同時基極限流電阻太小，會使晶體管工作在過飽和狀態，增大靜態功耗。面對以上問題，可以通過加速電路[6]來克服。

為了加快負載端電壓的變化率，通常會在驅動電路中的電阻兩端并聯一個電容，這個電容稱為加速電容。如圖2所示，在電阻R2兩端并入加速電容C3后，就構成了一個局部加速電路。當輸入由低電平跳變到高電平時，因為電容兩端電壓不能跳變，電容C3將電阻R2短路，此時Q2基極會產生很大的正向電流，使Q2快速進入飽和狀態。Q2飽和時，給C3充電，當Q2截止時，基極過量的電荷可以通過電容迅速釋放，減小存儲時間，實現加速作用。在狀態切換的過程中，Q2基極電流的變化如圖5所示，其中IBDC為基極靜態電流。加速電容大小和晶體管的型號以及驅動電路工作的頻率都有關系，對于一般的晶體管來說，容量約為數十皮法至數百皮法之間，具體的容量要通過實測電路的輸出波形來確定。

圖5 Q2基極電流波形

3 實驗結果及分析

通過加入延時電路，驅動器可以穩定地工作在2 kHz處。在沒有加入加速電容之前，驅動器工作在1 kHz處的響應速度如圖6所示，驅動器的截止時間為 36 μs，導通時間為 6.8 μs，驅動器的截止時間明顯過慢，根本就不能勝任高速PIN開關的要求。引入加速電路以后，驅動器的截止時間明顯縮短，圖7為引入加速電路之后驅動器的速度響應實測結果。從圖中可以看出，驅動器的截止速度為5.6 μs，導通時間為8 μs，可以很好地滿足大功率短波天線收發開關的高速要求。

圖6 未加入加速電容時開關的響應速度

圖7 加入加速電容時開關的響應速度

4 結束語

實驗證明:加入延時電路及加速電路，可以很好地解決短波天線收發開關面臨的工作不穩定、開關反應速度慢等問題。在設計開關驅動電路中，要合理地選擇三極管的靜態工作點，防止三極管工作在過飽和點，增加電路的靜態功耗。另外，選擇特征頻率較高的晶體管，可以提高驅動器的響應速度。本文介紹的開關驅動器，具有較高的直流截止電壓(240 V)和快速的開關響應速度(截止時間為5.6 μs，導通時間為8 μs)，可以很好地滿足大功率、高速要求的天線收發開關。

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