三相AC／DC雙向變流器的控制研究

胡惠雄，陳 昊，吳 鵬

（上海海事大學 電氣自動化系，上海 201306）

0 引 言

當前，資源短缺和環境污染成為阻礙人類發展的兩個重大問題，為了解決能源問題必須研究與開發新能源。三相AC／DC雙向變流器是當下的熱點研究課題，與背靠背雙向變流器相比，三相AC／DC雙向變流器拓撲結構只是其一半，但是可以實現同樣的功能，即能量的雙向流動。三相AC／DC雙向變流器由于其能夠實現能量的雙向傳輸，在電機控制、汽車電子、新能源發電等領域有廣泛的應用。

1 三相AC／DC雙向變流器的建模與工作狀態分析

1.1 變流器的工作拓撲及數學建模

如圖1所示，三相AC／DC雙向變流器的原理是由一個三相PWM變換器實現能量的雙向流動，通過控制內環電流使直軸電流參考反向實現能量的反向傳輸，而在直流側由于有二極管的存在，使得電流不會反向流向直流源，避免損壞直流源。

根據PWM逆變器的數學模型，將三相靜止坐標系下的系統模型作等電壓變換得到低頻數學模型為［1］：

圖1 雙向AC／DC變換器的拓撲結構圖

將上述方程離散化，并以平均開關模型來表示三相AC／DC雙向變流器，這樣處理能夠反映出系統在高頻下的工作狀態，此模型更加適合于后續的諧波分析，并使得仿真更貼近實際，所得到的仿真結果也更加能反映實際情況。以圖1的系統模型為基礎，建立系統在三相靜止坐標系的數學模型如下：

其中sij（j＝a，b，c）為開關函數，根據橋臂開關組合的不同，變流器輸出不同的電壓，而根據三組排列組合，此變流器的開關模式可以確定為八種，開關函數sk定義為：

通過park和clark變換將三相靜止坐標系轉換到兩相旋轉坐標系，可得在dq坐標系下的數學模型為［2］：

1.2 變流器工作狀態分析

三相AC／DC雙向變流器既可以運行在整流狀態，也可以運行在逆變狀態，根據圖1從整流工作模式入手分析三相變流器的有功無功交換［2］，其工作原理如圖2所示。

圖2 PWM變換器交流側穩態矢量關系

2 三相AC／DC雙向變換器的控制策略與改進

圖3 傳統內環解耦控制結構圖

圖4 改進內環解耦控制結構圖

圖4為改進后的解耦控制原理圖，與上不同的是圖中虛線箭頭部分，在該控制中，內環解耦的反饋量直接為交直軸電流的參考值 ，可以得到變流器橋臂輸出電壓參考為：

當id、iq存在脈動時，id、iq可分別等效為：

由式（7）可知在傳統控制方法中，由于Δud、Δuq中含有Δid、Δiq分量，使得入網電流波形質量變差，而改進后變流器橋臂輸出電壓參考不含電流脈動量，故而可以得出傳統方法中電流脈動比改進控制方法的大，有功p、無功q脈動比改進后控制方法的大［7－8］。

3 實驗與結果

3.1 功率流動的仿真與分析

為了充分說明理論分析的正確性，在第2節的基礎上，搭建了相應的數學模型。這些數學模型是基于MATLAB中fun函數的，相比于模塊化的仿真更接近實物控制，因為是在建立好的數學模型上搭建起來的。

表1 無MATLAB仿真參數

在等功率變換下，系統功率可以表示如下：

由式（8）可知，系統功率傳輸是跟交直軸電流相關的，并且當系統動態性能良好的時候，電流的變化直接反映功率的變化。圖5是在0.1 s處給突變，可以看出，當d軸參考電流給定由10 A突變為－10 A時，三相AC／DC雙線變流器交流側的電流會在很短時間內反向，即變流器由逆變變為整流狀態。由于內環控制的作用，可以看出實際的交流側輸出電流略低于10 A，這種誤差是正常的，整個控制的性能也是好的。圖5中（a）為A相電壓波形，（b）為A相電流波形。

圖5 有功電流由10 A突變為－10 A

圖6反映的是電流變化時，網側有功功率和無功功率的變化情況，從圖中可以看出，0.1 s前三相AC／DC雙向變流器是工作在逆變狀態的，0.1 s后即工作在整流狀態。并且變流器由輸出1 200 W到電網轉變為從電網吸收1 200 W的有功功率。網側無功功率由吸收130 Var到輸出130 Var，有很小的無功交換是由于仿真系統基于實際系統的數學模型建立，因而其功率因數近似為1，但是小于1，所以無功是存在的。可以從三相電流的變化看出控制器的動態和穩態性能，如圖7所示。

圖6 有功電流與有功功率的關系

圖7 參考電流與實際輸出電流的對比圖

由圖7中可以看出在階躍處，系統反應非常快，快速的穩定下來，其過渡時間是很短的，由此可以說明這個模型的搭建是成功的，很好地反映了三相AC／DC雙向變流器的能量雙向流動性。

3.2 傳統解耦控制實驗結果與分析

圖8（a）表示的是d軸電流參考值由5 A階躍變化到10 A。圖8（b）對應的是網側三相電流波形圖，可以看出在0.1 s時，當參考電流由5 A變化到10 A時，網側三相電流很快就達到新的穩態，可以看出系統的動態性能是非常好的。并且在0.1 s前參考電流為5 A時、0.1 s后參考電流為10 A時網側電流都是非常穩定的。

圖8 傳統解耦控制動態仿真三相電流實驗波形

由圖9和圖10可以得出在突變前網側電流穩定為5 A時，總的電流諧波畸變為0.44%，而突變后網側電流穩定為10 A時，總的電流諧波畸變率為0.4%。可以得出當系統穩定電流比較大的時候由于基波分量的增大，使得總的電流諧波畸變率下降。

圖9 0.1 s前網側穩態電流的THD分析

圖10 0.1 s后網側穩態電流THD分析

3.3 改進解耦控制實驗結果與分析

圖11 改進解耦控制動態仿真三相電流實驗波形

圖11（a）表示改進解耦控制后d軸電流參考值由5 A階躍變化到10 A。圖（b）對應的是網側三相電流波形圖，可以看出在0.1 s時，當參考電流由5 A變化到10 A時，網側三相電流很快就達到新的穩態，可以看出系統的動態性能是非常好的。并且在0.1 s前參考電流為5 A時、0.1 s后參考電流為10 A時網側電流都是非常穩定的。

由圖12和圖13可以得出在突變前網側電流穩定為5 A時，總的電流諧波畸變為0.2%，而突變后網側電流穩定為10 A時，總的電流諧波畸變率為0.2%。對比圖9和圖12，圖10和圖13分析可知改進解耦控制后網側電流總的諧波畸變率有很大的降低，這驗證了前文的理論分析是正確可行的，也說明這種改進方案是奏效的。

圖12 改進控制0.1 s前網側穩態電流的THD分析

圖13 改進控制0.1 s后網側穩態電流THD分析

4 結 論

通過上述理論分析和實驗結果可知，與傳統內環解耦控制方法相比，改進型內環解耦比傳統的內環解耦動態響應速度快，入網電流波形脈動小。改進解耦控制方法由于分量引入為電流的參考量，故變流器輸出電壓可以很快地反映參考電流的變化，也即是其動態性能明顯高于傳統的內環解耦控制。

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