基于PWM的高壓直流電源設計

王歸新 郭航彪 方 理

（三峽大學 電氣與新能源學院，湖北 宜昌 443002）

近幾年采用開關電源技術的高壓電源研究較多，尤其是中小功率場合.常見的開關電源型高壓直流電源，主要由整流濾波、高頻諧振逆變、倍壓整流3部分組成.隨著新的電子元器件、新的電磁材料、新的電源變換技術、新的控制理論及新的專業軟件的不斷涌現，并不斷被應用于開關電源，使得高壓開關電源的性能不斷提高，特點不斷更新，出現了如頻率高、效率高、功率密度高、可靠性高等新特性［1］.但伴隨著先進技術的逐步應用，新的技術難題也隨之而來，首先必須解決的是高壓高頻變壓器的設計.

針對現有的高壓直流電源技術以及存在的問題，本文通過將現有的電路有效組合，設計了一種新型高壓直流電源，即基于PWM交流變換和12脈波整流的高壓直流電源.

1 高壓直流電源設計

傳統的相控整流電源諧波電流較大，功率因數低，多電平電壓型PWM整流電源開關數量多、控制復雜、應用技術不成熟，高壓開關電源的高頻升壓變壓器設計等難題尚未解決，因此本文將PWM交流變換電路和12脈波整流電路有機結合，設計了一個兼具兩個電路優點的高壓直流電源系統，系統框圖如圖1所示.該電源系統使用工頻升壓移相變壓器和不可控整流橋組成的12脈波整流，其技術相對成熟，工作可靠性高；且AC／AC斬波器的功率器件運行環境好，通過調節交流PWM變換器的導通占空比，就可改變升壓變壓器原邊電壓，從而達到控制直流輸出的目的.

圖1 高壓直流電源系統框圖

1.1 PWM交流變換電路設計

由于三相PWM交流調壓電路的每相都可等效為一個單相交流變換電路，因此其工作原理與單相電路相似［2］.如圖2所示，為降壓式三相PWM交流斬波調壓電路結構，Q1和Q4、Q2和Q5、Q3和Q6為3對全控功率開關.由于三相電壓線性相關，只存在兩個獨立變量，因此采取在一個時刻對其中兩相斬波控制，而另一相保持導通，這樣可比對三管同時斬波控制方式減小1／3的開關損耗.每相電壓的大小關系決定了每對功率開關的工作方式.具體地，電壓最小相的一對開關保持導通，其它兩對開關以某一占空比進行PWM調制.如當B相電壓最低時，讓Q2、Q5持續導通，而對Q1和Q4、Q3和Q6分別進行互補的高頻PWM控制，這樣得到與輸入正弦電壓同相、等幅的一系列等寬的脈沖電壓輸出.L1、L2、L3和C4、C5、C6組成三相LC低通濾波器，可有效濾除開關次的高頻諧波.

圖2 降壓式三相PWM交流變換電路

PWM交流變換電路的控制原理圖在圖3中給出.對輸出高壓直流通過霍爾傳感器采樣，作為電壓反饋，與設定的基準值比較，誤差值經PI調節器輸出，再與高頻三角載波比較得到高頻脈沖.由于在1／3個工頻周期內總有一對開關管保持導通，因此可通過過零檢測和邏輯門來實現PWM波的分配.此處以A相電壓最低來說明該邏輯電路脈沖分配的實現.三路相電壓分別經過零比較器后，得到3路與線電壓同步的工頻方波信號Sab、Sbc、Sca.A相電壓低于B相電壓所以Sab為低，該信號經過反向器后再和信號Sca相與，同時由于A相電壓最低，Sca為也高，那么Ta就為高，g1、g4都為高，因此與A相相連的IGBT（Q1和Q4）保持導通.同樣的道理，B相電壓最低時，Q2和Q5保持導通、C相電壓最低時，Q3和Q6保持導通，這樣就實現了PWM波的正確分配.當輸入電壓變化或者負載變化引起輸出電壓改變時，PI調節器的輸出就會改變，PWM發生器的脈寬的變化就能夠引起斬波器輸出的變化，從而改變輸出直流電壓，使得輸出無差地跟蹤給定，保證高質量的穩定高壓直流［3］.

圖3 控制系統原理圖

PWM交流變換電路的輸入功率因數隨著占空比的增大而提高，因此額定占空比設定越大越好.但是，為了保證系統有較寬的調節范圍，占空比不能取得過大，因為如果占空比太大，在系統重載或輸入較低時，系統有可能不能得到額定的直流電壓［4］.由于整流輸出連續時的直流電壓平均值為

式中，Ue為移相整流變壓器副邊線電壓的有效值.故系統的輸出直流為

式中，Ui為系統輸入交流線電壓的有效值，k為移相三繞組變壓器的變比，D為交流變換器中PWM波的占空比.

在輸入電壓最低且滿載時，占空比最大，確定最大占空比Dmax，計算出k.當輸入電壓最高且空載時，為保證輸出額定，則占空比為最小，計算最小占空比

1.2 12脈波整流電路設計

12脈波整流電路是由兩個相位差30°的變壓器分別供電的兩個三相整流橋構成的，如圖4所示.由于這種結構各次諧波互相抵消，注入網側的只有12k±1（k為正整數）次諧波，且其有效值與諧波次數成反比，而與基波有效值的比值為諧波次數的導數，所以可以降低交流輸入側的電流諧波、提高輸出電壓的質量［5］.

圖4 12脈波整流電路原理圖

2 仿真與分析

設定輸入額定電壓為380V（三相交流線電壓），最大輸入功率為40kVA，額定輸出直流電壓為4kV；開關頻率取15K；最大占空比為0.94，變壓器變比為4.6.負載取R＝400Ω，此時輸出最大功率.圖5為系統穩態時輸入電壓ui、電流ii和輸出電壓波形Ud.可以看出，輸出電壓穩定在4 000V，利用平均值計算模塊可得輸出平均電壓為3 997V.在示波器內放大Y軸，發現輸出直流的脈動峰峰值為10V，在合理的范圍內.而且輸入電流接近正弦，經傅里葉分析有THD＝4.71%，其中11和13次諧波電流最大，利用有功／無功測量模塊以及數學計算模塊測得功率因數約為0.98.圖6為AC／AC斬波輸出電壓和輸出電流波形.該仿真結果表明，額定負載時，本系統的穩態性能良好.

圖5 穩態輸入電壓、電流和輸出電壓波形

圖6 AC／AC斬波輸出電壓、電流波形

動態性能的仿真包括系統在開機仿真、負載變動和輸入電壓波動情況下系統的調節性能.

2.1 系統啟動仿真

系統滿載啟動的仿真波形如圖7所示.可見，輸出電壓上升迅速，在10個工頻周波內上升到了大約3 970V，15個周波后穩定在額定值，性能良好.

圖7 系統上電過程的輸出波形

2.2 負載調節仿真

仿真包括兩個過程：負載從滿載到半載和從半載到滿載.輸出電壓仿真波形如圖8所示.在4s前系統穩定在4 000V，4s這個時刻負載由半載變為滿載，輸出電壓產生瞬間向下電壓沖擊，幅度小于200V左右，之后電壓迅速上調，在0.2s內輸出電壓重新回到額定值.在7s時，負載由滿載變為半載，此時也有瞬間電壓尖峰，之后迅速穩定在4 020V，存在小幅誤差，而在0.8s后輸出電壓調整額定輸出電壓.可見，負載變化時，系統反應較快，穩定性好.

圖8 負載變動時的直流輸出波形

2.3 輸入電壓變化仿真

該部分保持滿載不變，而考慮輸入電壓波動范圍在±10%時，系統的動態性能，波形如圖9所示.在圖9（a）中，在3s時，電壓跌落10%，此時輸出下降大約300V，在接下來的0.5s內回升到額定電壓，穩定在4kV.同樣，圖9（b）中顯示的是在3s時刻，輸入電壓上升10%，輸出電壓上升200V，0.5s后回到額定電壓.因此，系統對輸入電壓改變的響應迅速.

圖9 輸入交流電壓波動時的直流輸出波形

3 實驗結果

基于上述仿真，搭建了實驗電路.圖10給出了三相PWM信號的的分區圖，可見，在每個工頻周期被分為3個區間，每個區間內總有一相的兩只開關保持導通，而另外兩對IGBT進行高頻通斷控制，互補管的驅動信號死區時間的設置保證了電路的安全運行.

圖10 3對IGBT的PWM信號分區

圖11為滿載（40kW電阻負載）情況下，直流輸出電壓及高壓霍爾的輸出波形.2通道為高壓探頭測得的輸出直流電壓波形，每格為1kV，可見輸出穩定在4 000V；3通道為高壓霍爾輸出波形，此時在主電路輸出為額定電壓時，正好對應電壓霍爾的5V額定電壓值，測量準確.經測算系統效率高達97.2%.

圖11 高壓霍爾輸出及電源輸出電壓波形

4 結 論

綜合本文提出的新型結構高壓直流電源的仿真分析和實驗波形結果表明，本文提出的高壓直流電源穩態誤差小，啟動迅速，動態調節能力快，穩定性好，從而驗證了本文的科學性.

［1］ 冀 飛，王順喜.高壓直流電源技術的發展現狀及應用［J］.高壓電器，2004（8）：34－35.

［2］ 王志強，李國峰，劉志剛.基于LCC諧振變換器的高壓直流電源設計［J］.2012，16（4）：4－6.

［3］ 姚為正，張國菊，何青蓮.15kV高壓直流電源的研制［J］.電力電子技術，2010，44（12）：65－66.

［4］ 解 大，喬歆慧，張延遲.Z源AC／AC變換器的諧波消除PWM 技術［J］.電機與控制學報，2011，15（4）：1－6.

［5］ 王兆安，楊 軍，楊進軍，等.諧波抑制和無功功率補償［M］.2版.北京：機械工業出版社，2005.